Антенны, используемые для радиолокации ионосферы (стр. 3 )

9.3.2. Поляризационные эффекты, проявляющиеся при радио-локации метеорных следов, и воз-можности их использования

По величине электронной концентрации в ионизированном метеорном следе a следует различать три
типа следов: 1) Ненасыщенные. При a<<2,4×1012 эл×см-1 рассеяние на каждом электроне независимое и когерентное. 2) Насыщенные. При a>2,4×1012 эл×см-1 отражение радиоволн происходит, как от металлического цилиндра. 3) Промежуточного типа. При a порядка 1012 эл×см-1 амплитуда отраженной волны зависит от ориентации электрического вектора подающей волны относительно следа.

9.3.2.1. Применение антенны обратного излучения для проведения статистической оценки поляризационных свойств отражений от метеорных следов. Для исследования отражающих свойств ионизированного метеорного следа с точки зрения количественной оценки возникающих поляризационных эффектов была разработана и изготовлена антенна обратного излучения на диапазон частот 30…40 МГц [38].

Конструктивно антенна состояла из двух плоских сетчатых зеркал в виде правильных шестиугольников с диаметрами вписанной окружности 16 и 4 м, между которыми на середине оси размещались два скрещенных полуволновых вибратора. Общий вид антенны приведен на рис. 9.22. Расстояние между зеркалами составляло 4 м. ДН антенны была ориентирована под углом места 60°. Опоры для большого и малого зеркала деревянные. Отражающие сетчатые поверхности выполнены из оцинкованной стальной проволоки диаметром 1,5 мм с ячейкой 200х200 мм2, что соответствует коэффициенту прохождения около 4 %. Питание каждого вибратора осуществлялось фидером с волновым сопротивлением 75 Ом. Коэффициент стоячей волны для горизонтальной поляризации составляет 1,37, для вертикальной – 1,25. Дополнительные согласующие устройства не применялись. Развязка между каналами не менее 26 дБ. Согласно проведенной оценке ширина ДН в Е- и Н- плоскостях на уровне –3 дБ
составляла 30 и 37° соответственно.

Использование данной антенны позволило практически исключить влияние Земли на ДН. В ходе проведения экспериментов было установлено, что в 40 % случаев при облучении следа линейно поляризованной волной наблюдается, кроме основного, рассеянный сигнал с поляризацией, ортогональной поляризации излученного сигнала.

9.3.2.2. Фазовременные зависимости сигналов ортогональных составляющих, принятых от следов переходного типа. Поляризационные эффекты, замеченные рядом
исследователей при радионаблюдениях метеоров, были проанализированы в работе [39]. Отмечено, что если вектор электрического поля образует произвольный угол с осью метеорного следа, волну можно разложить на две составляющие с продольной и поперечной по отношению к следу поляризацией. Комплексные коэффициенты отражения для этих составляющих

Можно показать, что в этом случае

Отметим также, что коэффициент отражения связан с эффективной отражающей поверхностью метеорного следа S0 соотношением

l,

где R – наклонная дальность, l – длина волны.

Для ненасыщенных метеорных следов независимо от поляризации

где a – линейная плотность электронов в следе, эл×см-1; e и m – заряд и масса электрона соответственно; С – скорость света; k=2p/l – волновое число; D – коэффициент амбиполярной диффузии; t – время.

Когда для излучения и приема радиоволн используется одна и та же антенна с коэффициентом усиления G, то мощность отраженного сигнала в пункте приема определяется выражением

(9.8)

где Р – мощность передатчика.

Строгое решение задачи рассеяния на метеорном следе было рассмотрено в работах [40, 41].

В случае, когда электрический вектор линейно поляризованной падающей волны составляет угол b с осью метеорного следа переходного типа, при отражении происходит превращение линейно поляризованной волны в эллиптически поляризованную, которую можно представить
в линейно поляризованном базисе в виде двух компонент Ex, Ey и разности фаз j=jx–jy :

(9.9)

(9.10)

, (9.11)

(9.12)

где Е0 – величина, учитывающая параметры метеорной РЛС и расстояние от нее до зеркальной точки метеорного следа.

Для расчета разности фаз j ортогональных компонент поля воспользуемся значениями коэффициентов отражения g// и g^ для метеорных следов с различной электронной плотностью a [41], используя для этого выражения (9.4), (9.5). Зависимость j(А) при b=60° для ряда значений a приведена на рис. 9.23.

Здесь А – безразмерная величина:

где l – длина волны; r0 – начальный радиус метеорного следа;
D – коэффициент амбиполярной диффузии; t – время.

Характерной особенностью этих зависимостей является то, что моменты перехода j(А) через 0 не зависят от ориентации следа в пространстве, а при изменении b несколько меняется угол наклона этих зависимостей. Наличие такой характерной точки позволяет использовать результаты измерений j(t) для определения физических параметров метеорных следов.

Измерение j(t) на двух длинах волн позволяет определить r0 и D. При измерении j(t) на одной длине волны значение параметра А может быть оценено по модельным значениям r0 и D.

Для подтверждения возможности использования данной методики определения физических параметров метеорных следов переходного типа был поставлен эксперимент, в котором измерялась зависимость j(t) на длине волны l=9,6 м [42]. В качестве передающей антенны использовался пятиэлементный волновой канал с высотой подвеса относительно уровня Земли hA=0,33 l. Прием осуществлялся на два ортогональных горизонтальных вибратора.

Для определения угловых координат и высот отражающей области метеорного следа использовался автоматический угломер [43]. Разность фаз между ортогональными компонентами поля измерялась цифровым импульсным фазометром [44], а регистрация амплитудно-временных характеристик сигналов, принятых ортогональными антеннами, осуществлялась двухканальным фоторегистратором.

Вид регистрации фазовременной зависимости приведен на рис. 9.24. Подавляющее число регистраций имеет характер зависимости j(t), представленной прямой 1. Возрастающий характер зависимости j(t) (прямая 2) может быть объяснен высокой линейной электронной плотностью следа и большим значением параметра А, что характерно для следов, имеющих большую высоту. В целом характер экспериментальных зависимостей j(t) хорошо согласуется с теоретическими.

Поскольку в данном эксперименте не были приняты меры для измерения абсолютного фазового сдвига и измерения проводились на одной длине волны, оценку линейной электронной плотности метеорного следа можно сделать, используя наклон зависимости j(t) и учитывая ее квазилинейный характер, тогда .

Линейная электронная плотность следа для данных, представленных на рис. 9.24 (кривая 2), с учетом зависимостей r0(h, V) и D(h), рекомендованными Рабочим совещанием по проблеме избирательности оптических и радиолокационных наблюдений метеоров (Обнинск, 1982), составляет a @ 1,6×1012 эл×см-1.

Отсутствие линейной временной зависимости разности фаз ортогональных компонент поля, переизлученного метеорным следом, может служить одним из критериев отбора ненасыщенных метеорных следов.

9.3.2.3. Эволюция превращения линейно поляризованной волны в эллиптическую на метеорном следе переходного типа. Когда ось метеорного следа переходного типа составляет с вектором электрического поля падающей волны угол b, происходит превращение линейно поляризованной волны в эллиптическую. Отраженная волна характеризуется эллипсом, форма которого определяется отношением осей – коэффициентом эллиптичности.

Параметры Стокса (9.4)–(9.7), выраженные через комплексные коэффициенты отражения, характеризующие отражающие свойства метеорного следа, имеют вид:

(9.13)

, (9.14)

, (9.15)

. (9.16)

где Ex, Ey, jx, jy определяются выражениями (9.9) – (9.12).

Параметры эллипса описываются выражениями (9.2) – (9.3). Для определения bэ и aэ воспользуемся значениями коэффициентов g// и g^ метеорного следа с линейной электронной плотностью a=2,5×1012 эл×см-1, приведенной в работе [41]. Результаты расчетов сведены в табл. 9.3.

Таблица 9.3

b

А

5

175

15

165

30

150

45

135

60

120

75

105

85

95

bэ

aэ

bэ

aэ

bэ

aэ

bэ

aэ

bэ

aэ

bэ

aэ

bэ

aэ

0,2

95

3

104

8

118

8

130

31

70

41

74

22

85

8

0,4

94

8

103

25

151

34

8

30

42

33

74

19

85

6

0,6

89

11

83

33

12

27

12

19

38

31

71

17

84

6

0,8

85

11

62

29

15

18

14

14

41

20

69

13

84

5

1,0

80

9

53

21

15

11

15

9

42

14

68

9

83

3

1,2

77

6

49

11

13

4

17

5

43

7

67

5

82

2

1,4

75

1

47

1

11

0

18

1

44

1

67

1

82

0

1,6

78

8

48

16

13

6

19

7

44

10

68

6

83

2

1,8

84

11

62

28

16

18

13

12

40

20

69

14

83

5

2,0

88

11

78

31

12

26

7

14

31

28

71

20

85

7

2,2

92

10

99

28

7

32

0

13

7

32

81

28

88

10

2,4

92

10

98

28

6

32

0

12

6

32

82

28

88

10

Для углов b, заключенных в интервале углов 0…90°, bэ и aэ, приведенные в табл. 9.3, принимают положительное значение, а для интервала 90°…180° – отрицательное.

Если угол b отсчитывать от оси абсцисс до метеорного следа против часовой стрелки, то при b<90° волна правополяризована до наступления резонанса, который характеризуется максимумом поляризованного отношения rmax = g^/g//. В момент резонанса волна линейно поляризована, а после прохождения резонанса она становится левополяризованной. Для b<90° волна с момента существования следа левополяризованная, в момент резонанса – линейная, а затем превращается в правополяризованную. Зависимость формы и ориентации эллипса от параметра А для линейной электронной плотности a=2,5×1012 эл×см-1 и углом между электрическим вектором падающего поля и метеорным следом b=60° дана на рис.Из рисунка наглядно видно, как правополяризованная волна превращается в левополяризованную. В момент перехода поляризация линейна и составляет некоторый угол с осью метеорного следа. При сравнительно большом параметре А большая ось эллипса составляет малый угол с направлением вектора
падающего электрического поля.

9.3.2.4. Алгоритм определения комплексных коэффициентов отражения. Интересно установить функциональную зависимость коэффициентов отражения g// и g^ от параметров
Стокса, которые могут быть определены экспериментальным путем.

По статистическим свойствам метеорный след переходного типа можно классифицировать как стабильную радиолокационную цель, тогда матрица S описывает преобразование амплитуды, фазы и поляризации монохроматической волны, облучающей метеорные следы в произвольном базисе: S .

В случае однопозиционной радиолокации матрица S обратного рассеяния в соответствии с теорией взаимности становится симметричной, т. е. справедливо равенство .

Задача определения g// и g^ сводится к измерению матрицы рассеяния метеорного следа в некотором базисе, а затем к преобразованию этого базиса в базис метеорного следа, при этом матрица рассеяния имеет диагональную форму. Следовательно, перекрестная компонента в отраженной волне отсутствует.

Для полного определения матрицы S нужно как минимум два раза облучить метеорный след волнами различной поляризации и анализировать в обоих случаях поляризацию сигналов. Результаты измерений амплитуд и разности фаз компонент отраженной волны войдут как некоторые коэффициенты в систему линейных уравнений. В дальнейшем будем рассматривать две линейные ортогональные поляризации.

Применительно к метеорному следу матрицу принятого сигнала, рассеянного метеорным следом, выраженную через параметры Стокса, можно представить как:

, (9.17)

где I1, Q1, U1, V1 и I2, Q2, U2, V2 – параметры Стокса, измеренные при двух ортогональных поляризациях волны, облучающей метеорный след (9.13) – (9.16).

Матрица принятого сигнала, рассеянного метеорным следом, в новом базисе, развернутом относительно того, в котором проводились измерения параметров Стокса, на угол q осуществляется линейным преобразованием:

,

где – матрица преобразования базиса, – комплексно-сопряженная матрица, – транспонированная комплексно-сопряженная матрица.

При преобразовании поляризационного базиса полная энергия волны определяется квадратом модуля комплексного вектора и остается неизменной в силу унитарности матрицы Q(q):

.

Запишем общее выражение матрицы принятого сигнала, рассеянного метеорным следом в фазовой плоскости волны, развернутой на угол q:

, (9.18)

где

,

,

.

Для приведения матрицы (9.18 ) к диагональному виду необходимо выполнить условие равенства нулю ее диагонального элемента , при этом текущий угол q превратится численно в угол, равный b.

Произведя ряд тригонометрических преобразований, учитывая симметричность матрицы , можно получить угол q в виде

. (9.19)

Для определения абсолютной величины модулей коэффициентов отражений необходимо регистрировать и абсолютную величину одной из компонент, соответствующих отраженному сигналу.

Подставив значение угла q ( 9.19 ) в элементы матрицы ( 9.18 ) и проведя тригонометрическое преобразование, можно найти выражения, согласно которым получаются численные значения величин, пропорциональные комплексным коэффициентам отражения и [45 ]:

,

.

Тогда отношение модулей коэффициентов отражения, которые характеризуют так называемый резонанс в следе r=g^/g// , можно получить из следующего выражения, заменив параметр V1 через другие параметры Стокса и произведя сокращения:

.

Приведенные рассуждения справедливы для главного сечения диаграммы направленности горизонтального вибратора над землей. В этом случае поворот в фазовой плоскости на угол q численно равен углу b, и в то же время метеорный след составляет угол b с горизонтальной плоскостью.

9.3.2.5. Алгоритм определения координат радианта метеорного следа. Так как поляризационные свойства системы излучателей определяются свойствами одного излучателя [21], рассмотрим горизонтальный вибратор, расположенный над Землей на высоте h. В случае идеально проводящей земли вектор напряженности электрического поля линейно поляризован, а угол его наклона определяется соотношением параллельных и нормальных составляющих вектора напряженности электрического поля:

Согласно [46] имеются следующие выражения для этих составляющих:

где Iп – ток в пучности вибратора, – волновое число, l – длина плеча вибратора, R – дальность, h – высота вибратора над Землей, j¢ – азимутальный угол луча, т. е. угол, образованный проекцией луча на горизонтальную плоскость с направлением оси вибратора, e – угол наклона луча, т. е. угол, образованный направлением луча с горизонтальной плоскостью.

Таким образом, получаем:

Рассмотрим прямоугольный сферический треугольник, связывающий угол места e зеркальной точки метеорного следа и зенитное расстояние радианта Zp :

(9.20)

где здесь q – угол между направлением электрического вектора падающего поля и метеорным следом.

Азимутальный угол j зеркальной точки метеорного следа отсчитывается от юга по часовой стрелке, поэтому можно просто произвести замену угла j¢ на угол j.

Рассмотрим выражение (9.20) и решим его относительно Zp. Произведя тригонометрические преобразования, получим выражение, связывающее зенитное расстояние с угловыми координатами зеркальной точки метеорного следа и углом, образованным вектором падающего электрического поля с метеорным следом:

(9.21)

Координаты зеркальной точки метеорного следа связаны с зенитным расстоянием Zp и азимутом радианта Ap следующим выражением:

(9.22)

Подставив (9.21) в (9.22) и произведя тригонометрические преобразования, получим выражение, связывающие азимут радианта с угловыми координатами зеркальной точки метеорного следа и углом, образованным вектором падающего электрического поля с метеорным следом:

(9.23)

Угол q в выражениях (9.21),(9.23) определяется согласно выражению (9.19).

Когда для излучения и приема радиоволн используется одна антенна с коэффициентом усиления G и только одного вида поляризации, то выражение (9.8) должно быть дополнено коэффициентом x, учитывающим поляризационный коэффициент передачи [21]:

Поляризационный коэффициент передачи по мощности в случае излучения волны линейной поляризации можно представить через параметры эллипса поляризации принятой волны в виде

Воспользуемся расчетными значениями коэффициентов отражения g// и g^ для метеорного следа с линейной электронной плотностью a=2,5×1012 эл×см-1, приведенными в [40] для определения поляризационных потерь мощности.

На рис. 9.26 представлена зависимость поляризационных потерь мощности от безразмерного параметра А для различных значений угла b [47]. Анализ этих графиков показывает, что при угле b, близком 0° или 90°, поляризационные потери в метеорном следе малы, а мощность принятого сигнала в основном определяется коэффициентами отражения g^ и g//. Но, когда угол b приближается к 45°, основная доля рассеянной метеорным следом мощности приходится на волну с поляризацией, ортогональной излученной. При b=60° примерно половина мощности приходится на волну с ортогональной поляризацией.

Поскольку A=f(t), характер изменения во времени параметра x2 при угле b, равном 60 и 75°, скажется на амплитудно-временной характеристике в виде «диффузионного» спада, а при b=15° будет наблюдаться «диффузионный» спад до А@1,4, а затем амплитуда принятого сигнала начнет возрастать. Если момент начала регистрации отражения от метеорного следа соответствует параметру А=1,4, то при b=30° будет сразу наблюдаться увеличение принимаемого сигнала. Такие «аномальные» амплитудно-временные картинки иногда наблюдаются при локации метеорных следов.

При экспериментах метеорный радиосигнал, принятый на антенну, ортогональную излучающей антенне, иногда в несколько раз превышает сигнал, принятый на коллинеарную антенну. Анализ зависимости x2=f(A,b) позволяет объяснить наблюдаемые явления.

В работе [39] рассмотрены методы и результаты экспериментальных исследований резонансных явлений, возникающих при рассеянии радиоволн на метеорных следах, и подчеркивается тот факт, что для проведения поляризационных измерений необходимо знать угол между вектором электрического поля и осью следа – b. Если при определении коэффициента диффузии по спаду амплитудно-временной характеристики не производить отбраковку следов переходного типа, то возможно завышение значений коэффициента диффузии, обусловленное резонансными явлениями в метеорных следах.

9.3.3. Антенна метеорного комплекса для измерения ветра в термосфере

Для определения ориентации вектора горизонтального ветра в метеорной зоне применяются различные варианты псевдомноголучевых методов радиолокации метеоров, которые могут быть условно разделены на два класса:

– методы ожидания;

– поисковые методы.

Для методов ожидания характерен последовательный обзор пространства в нескольких азимутах (2…12 и более). Время обзора каждого азимута составляет 5…30 мин, время обзора всех азимутов (полный оборот антенны) – 0,3…2 ч. Преимущество этих методов состоит в том, что для размещения антенны требуется небольшая площадка, при этом достаточно одной антенны, снабженной синхронно следящим приводом, для ее вращения в азимутальной плоскости.

Повышение эффективности оценок ветра в верхней атмосфере может быть достигнуто увеличением статистики регистраций радиальных скоростей дрейфа метеорных следов с помощью поисковых методов.

Для последних характерен практически параллельный обзор пространства в нескольких азимутах (2…4) переключением (дискретным сканированием) луча антенной системы. Период переключения антенны составляет единицы или десятки миллисекунд. Достоинством поисковых методов является большое по сравнению с соответствующими вариантами методов ожидания число регистраций при одинаковых энергетических показателях радиолокационных станций.

Упрощенный вариант поискового метода, который не требует переключения мощности передатчика с одной антенны на другую, описан в работе [48]. Передающая антенна постоянно подключена к передатчику и представляет собой два крестообразно расположенных и синфазно запитанных петлевых вибратора. Такая антенна при соответствующем выборе
высоты подвеса формирует четырехлепестковую ДН с углом подъема максимума лепестков 30°. В азимутальной плоскости лепестки ориентированы по сторонам света и имеют на границах секторов частичное перекрытие, так как ширина лепестка по нулям превышает 90°.

Каждая из четырех приемных антенн представляет собой пятиэлементный волновой канал с углом подъема лепестка 30° и шириной его в азимутальной плоскости 54°. Прием сигналов производится из фиксированных азимутов (север, восток, юг, запад). Каждая
антенна соединяется с отдельным стробируемым каскадом усилителя высокой частоты, последовательное подключение которых ко входу приемника производится коммутатором.

Экспериментами был установлен общий рост статистики регистраций в 2…3 раза.

Дальнейшее развитие поискового метода нашло свое выражение в создании автоматической метеорной РЛС ВЕТА-2 Харьковского института радиоэлектроники, в котором реализовано переключение импульсной мощности передатчика, а также модернизирована антенно-фидерная система [49].

Антенная система метеорной РЛС ВЕТА-2 состоит из четырех пар пятиэлементных волновых каналов. Решетка из двух волновых каналов формирует в пространстве ДН шириной 26° как в азимутальной, так и в угломестной плоскости. Угол подъема главного лепестка ДН составляет 30°. Для устранения заднего излучения позади каждой пары антенн расположен сетчатый экран, который является общим для двух пар антенн зонального или меридионального направлений, работающих в противоположных азимутах (восток-запад или север-юг). На рис.показаны антенны для направления восток-запад. Высота полотна экрана составляет 9 м, а ширина – 20 м. Возбуждение каждой пары антенн производится по одному фидеру с пространственно-временным фазированием в месте подключения антенн через мостовые схемы. Четыре фидерных линии на основной своей длине выполнены кабелем РК, а в местах подключения к антеннам и к переключателю прием-передача переходы сделаны кабелем РК75-9-12. Затухание в фидерных трактах на частоте f=36,9 МГц
зонального направления составляет al=1,1 дБ, а меридионального –1,3 дБ.

Четырехканальный переключатель прием-передача ответвительного типа выполнен на p-i-n диодах 2А507А и 2А517А и обеспечивает развязку входа приемника относительно передатчика на 48 дБ. Потери мощности в режиме передачи составляют 1,1…1,3 дБ.

Переключатель направлений передачи состоит из кабельного распределителя, восьми управляемых газовых разрядников типа Р-24, восьми устройств поджига разрядников, блока питания.

9.3.4. Определение основных параметров фидерных линий

и входного сопротивления антенн метеорных РЛС

При радиолокации метеорных следов обычно используются вибраторные антенны, которые, в зависимости от конкретно решаемой задачи, располагаются относительно приемно-передающей аппаратуры на расстоянии нескольких десятков и даже сотен метров. Высота установки антенн относительно Земли может достигать нескольких десятков метров. Антенны с приемно-передающей аппаратурой соединяются фидерными линиями из радиочастотных кабелей, при этом суммарные потери в этих линиях, в зависимости от конкретной длины и марки используемого кабеля, могут составить несколько децибел.

Во время настройки антенн в конкретных условиях возникает задача определения
входного сопротивления антенны на ее зажимах, а во время эксплуатации – необходимость проведения оценки качества согласования антенны с фидером, т. е. расчета коэффициента полезного действия соединительной фидерной линии.

При определении угловых координат отражающей области метеорного следа используются несколько антенн, расположенных на плоскости, которые соединяются с угломерным устройством фидерами равной электрической длины, что необходимо для уменьшения относительной разности фаз между отдельными линиями, обуславливаемой температурными изменениями окружающей среды. Неконтролируемый учет изменений относительной разности фаз между линиями приводит к увеличению погрешности определения угловых координат отражающей области.

Таким образом, задача определения электрических длин соединительных фидеров актуальна, особенно при длинах кабелей около 100 м и более. Следует учесть, что, кроме температурных воздействий, механические перемещения кабеля большой протяженности также приводят к изменению электрической длины за счет деформации растяжения и изгиба.

В метеорных РЛС используются антенны с симметричным входом, к которым через симметрирующее устройство подключаются радиочастотные кабели. Широкое применение получило симметрирующее устройство, выполняемое из радиочастотного кабеля полуволновой длины, так называемое U–колено.

Определение входного сопротивления антенны можно свести к следующим этапам [50]:

– проверка качества симметрирующего устройства;

– измерение потерь соединительного фидера;

– определение электрической длины соединительного фидера;

– измерение входного сопротивления или коэффициента стоячей волны (КСВ)
на конце фидера;

– пересчет измеренного входного сопротивления или КСВ на конце фидера ко входу антенны с учетом потерь в соединительной линии.

Симметрирующее устройство характеризуется количественной величиной качества симметрирования, так называемым коэффициентом асимметрии y , который, в соответствии
с теорией длинных линий, определяется отношением модуля синфазного напряжения на входе
к модулю противофазного напряжения. При использовании вольтметра с несимметричным входом можно измерением трех напряжений определить коэффициент асимметрии симметрирующего устройства, нагруженного на согласованную нагрузку, состоящую из двух последовательно соединенных сопротивлений:

здесь |U1| и |U2| – напряжения на входных зажимах симметрирующего устройства, |U3| – напряжение в средней точке двух сопротивлений.

Потери в соединительных фидерных линиях могут быть определены методом сравнения. Когда нет возможности воспользоваться этим методом, можно применить метод КСВ, предложенный В. Татариновым, который заключается в том, что измерение КСВ производится на входе линии при коротком замыкании на ее конце. Потери определяются выражением
b l = arc th(1/КСВ).

Удобством такой схемы является совмещение в пространстве генератора и индикатора.

Однако метод КСВ имеет и ряд недостатков. Он не применим при больших потерях
в исследуемой фидерной линии. Практическим верхним пределом измеряемых потерь
при этом методе является 10–12 дБ. Этот метод применяется для измерения потерь
в фидерных линиях, длина которых не превышает 100–200 длин волн. Если это условие
не выполняется, то измеренный КСВ всегда меньше истинного.

В том случае, когда антенна, которая является основной нагрузкой РЛС, соединена с передатчиком фидерной линией с потерями, КСВ, измеренный на выходе линии у входных зажимов антенны, будет больше, чем в начале фидерной линии, т. е. у передатчика. Степень уменьшения КСВ по входу линии приводит к увеличению кажущейся широкополосности системы, обусловленной затуханием распространяющейся волны в фидерной линии.

Для оценки КСВ на зажимах антенны КСВН по КСВ, измеренному в начале линии,
в случае, когда потери фидерной линии (b l) приводятся в децибелах, можно воспользоваться выражением

здесь , и – напряжение падающей и отраженной волны, измеренное на входе линии.

Коэффициент полезного действия (КПД) линии

h = 4КСВН/(1 + КСВН)2 ех – (1 – КСВН)2 е–х,

где х = 2 b l, Hn.

Электрическая длина фидерной линии является одной из важнейших характеристик РЛС, особенно в фазовых угломерных устройствах, когда необходимо иметь контролируемые относительные фазовые сдвиги от всех антенн. Дело в том, что фидерные линии угломерных устройств имеют большие длины, определяемые базовыми расстояниями используемых антенн, отдельные участки фидерных линий находятся в различных температурных режимах, в зависимости от условий их укладки. Кроме того, фидерные линии даже из одной партии радиочастотного кабеля, имеют различные температурные зависимости изменения электрической длины. Абсолютные величины изменения электрической длины фидерных линий геометрической
длины около 100 м составляют десятки электрических градусов, в то время как относительные сдвиги должны быть менее одного градуса. Поэтому в течение года необходимо периодически производить проверку относительной электрической длины фидерных линий для введения поправок при проведении угломерных измерений.

Для линии с потерями положение узлов напряжения определяется выражением для случая короткозамкнутой и разомкнутой линий соответственно:

где nÎR; b – коэффициент затухания; a = 2p/l – коэффициент фазы.

Определить электрическую длину фидерной линии можно измерением ряда частот, для которых выполняется условие минимума напряжения, т. е. узла напряжения. Тогда электрическая длина фидерной линии, при (b/a)<<1,l>l/4, может быть определена с помощью простых выражений для случая короткозамкнутой и разомкнутой линий на конце соответственно:

(9.24)

(9.25)

где lэл – электрическая длина фидерной линии, м; f – частота, соответствующая узлу напряжения, МГц; nÎR – номер узла напряжения, счет которых осуществляется от нулевой частоты.

На практике такие измерения удобно проводить с помощью измерителя частотной характеристики ИЧХ. Для этого к выходу ИЧХ подключается фидер, электрическую длину которого необходимо определить. Для фидера устанавливается режим короткого замыкания или холостого хода. При этом на экране появляется стоячая волна напряжения. Подавая на ИЧХ метки от внешнего генератора, определяем частоты, на которых выполняется условие минимума напряжения,
с помощью электронного частотомера. Электрическая длина фидера определяется из выражений (9.24), (9.25 ) усреднением ряда измерений. По приведенной ранее методике была определена
длина фидера из радиочастотного кабеля типа РК75-9-12 длиной около 114 м.

Погрешность определения электрической длины для рабочей частоты 31 МГц усреднением 17 измерений (n = 36…59), составила десятые доли градуса.

Входное сопротивление нагрузки ZH=rH+ixH (в данном случае антенны) связаны с
входным сопротивлением линии, подключенной к этой нагрузке, при наличии в ней потерь,
следующим образом:

(9.26)

Здесь g = b + ia – коэффициент распространения волны, ZC – волновое сопротивление линии без потерь.

Аргументы a и b, входящие в выражение ( 9.26 ), связаны с сопротивлением нагрузки ZH
и параметрами соединительной линии следующими функциональными соотношениями:

Если рассматривать сопротивление нагрузки в виде , то погрешность определения модуля и фазы этого сопротивления в начале линии, в случае отсутствия (наличия) потерь в соединительной линии, может быть представлена в следующем виде:

,

где – входное сопротивление линии без потерь.

На рис. 9.28 приведены зависимости погрешности определения входного сопротивления от КСВ нагрузки для линии с различным затуханием. Из представленных данных следует, что для повышения точности измерений входного сопротивления необходимо производить учет затухания в линии.

Для определения входного сопротивления антенны ZH по измеренному входному
сопротивлению фидерной линии с потерями ZBX воспользуемся классической теорией четырехполюсников. С помощью уравнений Кирхгофа запишем систему уравнений, связывающих токи и напряжения на входе и выходе четырехполюсника:

(9.27)

Коэффициенты четырехполюсника а11 , а12 , а21 и а22 полностью определяют его свойства. Составим определитель из коэффициентов (9.27): det a = а11 а22 – а12 а21.

Четырехполюсник, описываемый свойствами фидерной линии, используемой в РЛС, подчиняется принципу взаимности и является симметричным, поэтому справедливы
следующие равенства: det a = 1; а11 = а22.

Входное сопротивление четырехполюсника в общем виде:

(9.28)

В частных случаях холостого хода линии (ZH = ¥) и короткого замыкания (ZH = 0) из (9.28) получаем:

(9.29)

(9.30)

Входное сопротивление антенны ZH может быть получено подстановкой (9.29), (9.30) в выражение (9.28):

В том случае, когда измеряется раздельно входное сопротивление линии ZBX, потери в линии b l и электрическая длина линии l , которая связана с ее геометрической длиной через коэффициент укорочения: k = lэл/ lгеом. Параметры ZK3 и ZXX в случае однородной линии могут быть определены расчетным путем из выражений:

,

.

Автор выражает глубокую благодарность за активное участие при проведении измерений на модели антенны НДА-100 бывшим студентам-дипломникам ., ,
, а также научному сотруднику , которая выполнила большую вычислительную работу по обработке результатов измерений на ЭВМ «Мир-1» и в то время ведущему инженеру , внесшему значительный вклад в создание антенно-фидерной системы радиолокационного комплекса некогерентного рассеяния.

Список литературы

1. Некогерентное рассеяние свободными электронами как средство изучения ионосферы и экзосферы. Некоторые наблюдения и теоретические выводы // Некогерентное рассеяние радиоволн: Пер. с англ. / Под ред. . М.: Мир. 1965. С. 27-, , Параболическая антенна диаметром 30 м // Радиотехника. Х.: ХГУ, 1971. Вып. 16. С. 74-76. 3., Определение оптимального осевого положения первичного излучателя в двухзеркальной антенне Кассегрена // Там же. С. 77- Измерительный комплекс некогерентного рассеяния Харьковского политехнического института // Радиотехника и электроника. 1976. Вып. XXI. № 1. С. 1-, Измерение диаграмм направленности антенны НДА-100 по токам на поверхности зеркала // Исследование ионосферы методом некогерентного рассеяния. Вестник ХПИ. 1979. Вып. 1. № 000. С. 29-33. 6.Woodman R., Guilln A. Radar observations of winds and turbulence in the stratosphere // J. Atmos. Sci. 1974. N 31. P. 493-5Ecklund W. L. Hardware design for MST, ST, and lower troposphere / bondary layer radars // Handbook for MAP. Urbana. Illinois. 1988. Vol. 28. P. 518-5MU radar observations of the aspect sensitivity of back-scattered UHF echo power in the troposphere and lover stratosphere / Tsuda T., Sato T., Hirose K. et al. // Radio Sci. November 1986. Vol. 21, N 6. P. 971-9Balsley B. B., Ecklund W. J. A portable coaxial collinear antenna // IEEE Trans. Antennas and Propag. 1972. AP-20. P. 513-5 Восьмиэлементная коллинеарно-коаксиальная антенна // Радиотехника. 1985. Вып. 74. С. 9-Ecklund W. L., Carter D. A., Balsley B. B. Continuous measurement of upper atmospheric winds and turbulence usings a VHF Doppler radar: preliminary results // J. Atm. and Terrestr. Phys. 19P. 983-9Balsley B. B., Ecklund W. L., Carter D. A., Johnston P. E. The MST radar at Poker Flat, Alaska // Radio Science. 1982. 15, N 2. P. 213-2Vincent R. A., Elford W. G., Briggs B. H. A VHF Radar For Atmospheric studies // The Australian Phys. 19P. 70- Исследование динамических процессов в тропостратосфере атмосферными радиолокационными станциями вертикального зондирования [См. главу настоящей монографии]. 15. Радиолокационный комплекс для исследования динамики тропосферы (СТ РЛС) / , , и др. // Тез. докл. Пятого Всесоюз. совещания по исследованию динамических процессов в верхней атмосфере Земли. Обнинск, ИЭМ. 1985. С. 1Ehrenspeek H. W. The short backfire antennas // Proc. IEEE. 1965. N 53. P. .17. , , Поляризация радиолокационных сигналов. М.: Совет. радио, 19с. 18. , Исследование поляризационных характеристик радиоволн метрового диапазона, рассеянных в тропосфере // Тез. докл. XVI Всесоюз. конференции по распространению радиоволн. Харьков. Часть I. С.92.19. Kashcheyev B., Oleynikov V., Oleynikov A., Solyanik O., Karabanov A. Some results of the atmospheric wind profiler of Kharkov University of Radioelectronics // Meteorol. Zeitschrift, N. F. 7 (Dezember 1998). P. 332-3РЛС вертикального зондирования атмосферы для мониторинга ветровых движений в тропостратосфере / , , и др. // Disasters: Prevention and Liquidation of Consequences. Proceedings of the International Conference under Auspices of the Organization of the Black Sea Economic Cooperation and in cooperation with the ICBSS, May 23-25, 2000, Kharkov, Ukraine. P. 78-, Антенны. М.: Энергия. 19с. 22. , Радиоастрономические методы измерения параметров антенн. М.: Совет. радио, 19с.23. Низкочастотные спектры дискретных источников космического излучения / , , и др. Х.: АН УССР ИРЭ, 19с. 24. Атмосферна радіолокаційна станція пограничного шару / єв, іков, та ін. // Інформ. Бюл. Укр. Астрон. Асоціації. К.: ВПЦ «Наук. книга», 1996. №9. С. 70,Радиолокационный ветровой профилометр «Харьков» / , , и др // Радиотехника. Вып. 120. С. 42-, Радиолокационные исследования метеорных явлений. М.: Изд-во АН СССР, 1961. №7. 124 с. 27. , , Метеорные явления в атмосфере Земли. М.: Наука, 19с. 28. , , Передающее и антенное устройства метеорной станции высокой эффективной чувствительности // Радиотехника. Х.: ХГУ, 1967. Вестник ХПИ №22(70). Вып. 1. С. 38-, , Радиолокационный комплекс для исследования слабых метеоров // Радиотехника. Х.: Изд-во ХГУ, 1971. Вып. 16. С. 11-, , Направленная коротковолновая антенна для исследования метеоров // Радиотехника. Х.: Изд-во ХГУ, 1967. Вестник ХПИ №22(70). Вып. 1. С. 43- В., Применение радиолокационного комплекса для измерения высот метеоров // Там же. С. 18-, Радиолокационная аппаратура для измерения высот метеоров // Радиотехника. Х.: Изд-во ХГУ. 1971. Вып. 16. С. 25- Погрешность фазового высотомера // Там же. С. 29-, О влиянии формы и ориентации диаграммы направленности антенны на численность регистрации метеоров // Радиотехника. Х.: Изд-во ХГУ, 1977. Вып. 43. С. 19-Метеорная автоматизированная радиолокационная система / , , и др. // Метеорные исследования. М.: Совет. радио, 1977. №4. С. 11- Зависимость средней высоты от скорости метеора // Метеорные исследования. М.: Радио и связь, 1981. №7. С. 56- Приемная антенна радиолокационного комплекса МАРС // Метеорные исследования. М., 1988. № 14. С. 85- Использование антенны обратного излучения для исследования отражений от метеоров // Метеорные исследования. М., 1978. № 6. С. 39-, Поляризационные эффекты при радионаблюдениях метеоров. Методы исследований // Метеорные исследования. М.: Радио и связь, 1983. № 8. С. 67-, Рассеяние радиоволн плазменным цилиндром // Изв. вузов. Радиофизика. 1977. Т. 20, № 1. С. 51-, , Поляризационные эффекты при взаимодействии радиоволн с метеорными следами // Метеорные исследования. М.: Совет. радио, 1979. № 6. С. 33-, О возможности определения физических параметров метеорных следов переходного типа при учете поляризационных эффектов // Метеорные исследования. М., 1984. №11. С.43-, Автоматический угломер. Сообщение 1. Принципы построения // Радиотехника. Х.: Выща шк., 1978. Вып. 47. С.3, , Автоматический угломер. Сообщение III. Первичная обработка сигналов // Радиотехника. Х.: Выща шк., 1979. Вып. 50. С.72- Определение координат радианта и комплексных коэффициентов отражения метеорных следов переходного типа при наличии поляризационных эффектов // Метеорные исследования. М., 1984. №11. С.48- Коротковолновые антенны. М.: Связьиздат, 19с. 47. , Поляризационные потери мощности в метеорных следах переходного типа при радионаблюдениях метеоров. // Метеорные исследования. М.: Радио и связь, 1985. № 10. С. 38-, , Многолучевой метод радиолокации метеоров с электронной коммутацией диаграмм направленности антенн // Метеорные исследования. М.: Радио и связь, 1981. № 7. С. 100-1, , Поисковый метод метеорной радиолокации // Метеорные исследования. М., 1986. № 13. С. 43- Определение основных параметров фидерных линий и входного сопротивления антенн метеорных РЛС // Метеорные исследования. М., 1986. № 12. С. 94-103.