Импульсные источники питания, элементная база силовой электро­ники и перспективы развития

Импульсные источники питания, элементная база силовой электро­ники и перспективы развития

Глава 17

Импульсные источники питания, элементная база силовой электро­ники и перспективы развития

Выполнение функциональных узлов электронной аппаратуры на полупро­водниковых приборах и интегральных микросхемах позволило существенно уменьшить габариты и вес основных блоков аппаратуры. Вместе с тем для функционирования аппаратуры необходимо постоянное напряжение высоко­го качества. В стационарных условиях в большинстве случаев питание аппа­ратуры осуществляется от сети переменного тока промышленной частоты. Использование традиционных методов построения источников питания (низ­кочастотный силовой трансформатор - - выпрямитель со сглаживающим фильтром — непрерывный стабилизатор напряжения) приводит к тому, что габариты и вес источника питания определяют массогабаритные показатели аппаратуры в целом. Использование для стабилизации напряжения непре­рывных стабилизаторов, имеющих КПД не более 75%, приводит к большим потерям мощности на регулирующем элементе, что требует применения спе­циальных мер для отвода выделяемого тепла, причем КПД уменьшается при расширении пределов изменения напряжения питающей сети.

Для улучшения массогабаритных и энергетических показателей источники питания выполняются по схеме с высокочастотным преобразованием элек­трической энергии. Габариты и вес силовых трансформаторов на частотах порядка десятков - сотен килогерц значительно меньше, чем при использо­вании напряжения промышленной частоты. Элементы сглаживающих фильт­ров на высоких частотах имеют существенно меньшие номинальные значе­ния, а следовательно, и меньшие габариты и вес.

Использование для стабилизации напряжения импульсного режима работы регулирующих транзисторов позволяет существенно уменьшить потери мощности в стабилизаторе и повысить КПД стабилизатора, а значит, и ис­точника в целом до (80-90)%, причем КПД сохраняет такое значение в широком диапазоне изменения напряжения питающей сети. Такие источники

434_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

электропитания называются импульсными источниками или источниками питания с бестрансформаторным входом, поскольку они не содержат низко­частотного силового трансформатора. Схемы импульсных источников пита­ния сложнее, чем непрерывных, но высокие удельные массогабаритные и энергетические показатели предопределили их широкое применение.

17.1. Структурные схемы

и основные проблемы

импульсных источников электропитания

Основным фактором, позволяющим существенно уменьшить габариты и вес ис­точника питания, является исключение из схемы источника силового низкочас­тотного трансформатора. Напряжение сети переменного тока промышленной частоты подается непосредственно на выпрямитель, выходное напряжение кото­рого примерно равно амплитудному значению напряжения сети. Полученное постоянное напряжение с помощью транзисторного преобразователя преобраз\ - ется в переменное напряжение прямоугольной формы с частотой порядка десят­ков килогерц. Силовой трансформатор на таких частотах имеет небольшие габа­риты и вес, а необходимое число и величины требуемых напряжений определяются параметрами вторичных обмоток силового трансформатора.

Для получения постоянных напряжений напряжение каждой вторичной мотки выпрямляется высокочастотным выпрямителем с соответствующим сглаживающим фильтром. Стабилизация выходного напряжения осуществ­ляется либо с помощью импульсного стабилизатора напряжения, либо с по­мощью регулируемого (или стабилизирующего) преобразователя. В соответ­ствии с этим многоканальные импульсные источники питания могут быть реализованы структурными схемами, показанными на рис. 17.1.

Обозначения на рис. 17.1:

СВ — сетевой выпрямитель;

ИСН — импульсный стабилизатор напряжения;

ПН — преобразователь напряжения;

РПН — регулируемый преобразователь напряжения;

СУ — схема управления;

ВЧВ — высокочастотный выпрямитель;

КСН — компенсационный стабилизатор напряжения.

Источники питания по схеме рис. 17.1, а содержат в своем составе импульс­ный стабилизатор напряжения (ИСН) как отдельный функциональный блок.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

который выполняет две важные функции: во-первых, ИСН понижает выход­ное напряжение сетевого выпрямителя (СВ), составляющее сотни вольт, до величины, более приемлемой для работы преобразователя напряжения (ПН); во-вторых, он стабилизирует напряжение питания ПН, при этом стабилизи­руются напряжения на всех вторичных обмотках силового трансформатора. Выходное напряжение ПН в схеме (рис. 17.1, а) имеет форму прямоугольных разнополярных импульсов со скважностью, равной двум. Такая форма на­пряжения является оптимальной для работы высокочастотного выпрямителя с точки зрения качества выпрямленного напряжения.

Рис. 17.1. Структурные схемы импульсных источников питания

Основным блоком источников питания, реализованных по схеме рис. 17.1, б, является регулируемый преобразователь напряжения (РПН), который осущест­вляет одновременно функции преобразования постоянного напряжения в пе­ременное и стабилизации выпрямленного напряжения (выходного напряжения ВЧВ). Стабилизация напряжения осуществляется за счет того, что напряжения на вторичных обмотках силового трансформатора имеют форму прямоуголь­ных импульсов с "паузой на нуле" и при изменении напряжения питания РПН длительность импульса изменяется так, что среднее значение переменного на­пряжения за половину периода остается примерно постоянной.

436_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Изменение длительности импульса обеспечивается схемой управления (СУ), на вход которой поступает выпрямленное напряжение одного из каналов. Поэто­му стабильность выходных напряжений других каналов будет такой же, как и этого канала. Качество выпрямленного напряжения при выпрямлении напря­жения с "паузой на нуле" недостаточно высокое, поэтому после РПН как вы­ходной блок может быть использован непрерывный (компенсационный) стаби­лизатор напряжения (КСН). При небольших пределах изменения напряжения на входе КСН может иметь достаточно высокий КПД (до 95%).

При разработке схем импульсных источников питания следует учитывать ряд факторов, не имевших места в непрерывных источниках питания. СВ обычно выполняется по мостовой схеме с емкостной нагрузкой. При использовании в выпрямителе низкочастотного силового трансформатора заряд выходного конденсатора выпрямителя происходит плавно, без больших импульсных токов. В импульсных источниках питания при включении напряжение сети поступает непосредственно на диодный мост и через него — на конденсатор. Разряженный конденсатор в момент включения представляет короткое замы­кание, а поскольку включение источника может иметь место при любой фазе напряжения сети, то к диодному мосту может быть приложено напряжение вплоть до амплитудного значения. Вследствие малого значения внутреннего сопротивления сети амплитуда импульса тока в момент включения может дос­тигать сотен ампер. Поэтому в СВ необходимо принимать меры по ограниче­нию амплитуды зарядного тока конденсатора при включении источника.

При напряжении сети 220 В выходное напряжения СВ составляет примерно 300 В. Поэтому в следующем блоке источника питания (ИСН или ПН) ис­пользуются мощные высоковольтные транзисторы. Для обеспечения безо­пасных режимов мощных высоковольтных транзисторов они должны не только работать в режимах, не превышающих предельно допустимые, но и иметь достаточные запасы по напряжению и рассеиваемой мощности.

Современные высоковольтные переключающие транзисторы в основном дрейфовые, в которых время переключения одного порядка с постоянной времени транзистора, поэтому влиянием времени открывания транзистора на импульс тока в закрывающемся транзисторе пренебречь нельзя. Вследствие этого в мощных высоковольтных транзисторах резко увеличивается мгно­венная мощность, выделяемая при переходе транзистора из режима отсечки в режим насыщения и наоборот. Высоковольтные транзисторы обычно вы­полняются по мезапланарной диффузионной технологии, поэтому коллек­торный ток не успевает равномерно распределиться по площади перехода, что ведет к локальным перегревам отдельных участков. Для снижения мгно­венной мощности приходится усложнять схему управления.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

В высоковольтных транзисторах, работающих в ключевом режиме, резко возраста­ет роль защиты по току силовых транзисторов. При низких напряжениях при вы­ходе из насыщения наступает процесс самоограничения тока. В высоковольтных преобразователях транзистор, выйдя из насыщения, не может существенно изме­нить ток коллектора. Это приводит к перегрузке высоковольтных транзисторов и выходу их из строя. Поэтому требования к защите по току более жесткие.

Стабилизация выходных напряжений импульсных источников питания осу­ществляется с помощью ИСН или РПН, которые содержат в своем составе схемы управления. В рабочем режиме питание СУ осуществляется от допол­нительных обмоток силового трансформатора преобразователя напряжения. При включении источника, когда преобразователь еще не работает, питание СУ осуществляется от вспомогательных цепей питания. После начала работы ПН происходит переключение питания СУ от вспомогательных цепей на ос­новные. Мощность цепи питания СУ не превышает 2-3 Вт.

17.2. Схемотехника основных блоков импульсных источников электропитания

1. Сетевой выпрямитель. Ограничение амплитуды зарядного импульса то­ка конденсатора при включении источника наиболее просто осуществля­ется с помощью резистора (или термистора), включаемого последователь­но в цепь заряда конденсатора. Резистор может быть включен как до диодного моста, так и после него (см. рис. 17.2).

Рис. 17.2. Сетевой выпрямитель с токоограничительным резистором

При включении источника конденсатор С разряжен и ток в цепи ограни­чивается резистором, Сопротивление ограничительного резистора оп­ределяется для наихудших условий: максимального значения напряжения

438_____________________________________ Часть II. Импульсные устройства

сети (с учетом допуска на пределы изменения напряжения) и допустимого импульсного тока диода

Ограничительный резистор необходим только в момент включения, а в про­цессе работы источника он играет пассивную роль, на нем теряется значи­тельная мощность. Для уменьшения потерь мощности наего сопротив­ление должно быть по возможности меньше, поэтому рекомендуется выбирать диоды с большим значением допустимого импульсного тока.

Уменьшить потери мощности наможно, используя в качестве термистор с отрицательным ТКС. При включении источника сопротивле­ние резистора максимально, за счет этого амплитуда зарядного импульса тока невелика. По мере разогрева термистора его сопротивление умень­шается, вследствие чего уменьшаются потери мощности на нем. Недос­татком применения термистора в качествеявляется его инерцион­ность. При кратковременном выключении напряжения сети повторное включение можно производить спустя некоторое время, необходимое для остывания термистора, иначе амплитуда импульса зарядного тока превы­сит расчетное значение.

Напряжение на выходе СВ примерно на 5-10% меньше амплитудного значения напряжения сети, а пульсации выпрямленного напряжения зави­сят от емкости конденсатора С. При выборе конденсатора следует учиты­вать амплитуду зарядного тока при включении источника, поэтому при больших значениях этого тока используют параллельное включение двух конденсаторов.

2. Импульсные стабилизаторы напряжения. Основным преимуществом импульсных стабилизаторов напряжения (ИСН) по сравнению с непре­рывными (компенсационными) стабилизаторами является то, что в ИСН регулирующий транзистор работает в ключевом режиме (в режиме отсеч­ки или в режиме насыщения), поэтому потери мощности на нем мини­мальны. Вследствие этого ИСН имеет высокий КПД (до 95%), причем КПД сохраняет такое значение в широком диапазоне изменения входного напряжения и тока нагрузки.

В принципиальной схеме ИСН можно выделить две составные части: си­ловую часть, которая представляет собой импульсный регулятор напря­жения (ИРН), и схему управления режимом работы ИРН, которая при изменении входного напряжения ИСН изменяет режим работы регули­рующего транзистора так, чтобы выходное напряжение ИСН оставалось примерно постоянным.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Принципиальная схема ИРН понижающего типа приведена на рис. 17.3, временные диаграммы, поясняющие принцип действия ИРН — на рис. 17.4.

Рис. 17.4. Временные диаграммы ИРН понижающего типа

440_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Принцип действия ИРН заключается в следующем. Регулирующий транзи­стор VT под действием управляющего напряжения, имеющего форму пря­моугольных импульсов с частотой и коэффициентом заполнения (см. рис. 17.4, а) находится в режиме насыщения или в режиме

отсечки. Постоянная времени цепи нагрузки значительно боль-

ше длительности импульса tu, поэтому при открытом транзисторе ток дрос­селя L увеличивается практически по линейному закону (см. рис. 17.4, б):

При закрытом транзисторе ток дросселя замыкается через открывшийся диод VD и также изменяется по линейному закону:

где

Ток дросселя изменяется в пределах, соответственно, на-

пряжение на дросселе при открытом транзисторе равно

а напряжение на нагрузке

При закрытом транзисторе напряжение на дросселе равно

а напряжение на нагрузке

Среднее значение тока дросселя равно току нагрузки:

а переменная составляющая тока дросселя замыкается через конденсатор С. Вследствие конечного значения сопротивления конденсатора на нем будет иметь место падение напряжения с частотой коммутации регулирую­щего транзистора, обусловливающее пульсации выходного напряжения.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Для обеспечения допустимого значения коэффициента пульсаций Кп ем­кость конденсатора выбирается из условия:

Частота коммутации регулирующего транзистора существенного значения не имеет и обычно выбирается порядка десятков килогерц. На высоких частотах уменьшаются номинальные значения индуктивности дросселя L и емкости конденсатора С.

В ИРН рекомендуются использовать режим непрерывных токов дросселя, когда поэтому изменение тока дросселя должно соответствовать

условию

Напряжения на диоде VD (см. рис. 17.4, в) по форме представляют собой прямоугольные импульсы с амплитудойи коэффициентом заполнения (напряжениямив первом приближении можно пре-

небречь). Напряжение на нагрузке является средним значением этого на­пряжения и соответственно равно:

Определив требуемое значение коэффициента заполнения и задавшись допустимым изменением тока дросселя, выбирают частоту коммутации регулирующего транзистора и определяют необходимое значение индук­тивности дросселя:

Следовательно, изменяя коэффициент заполнения (изменяя длительность импульса при неизменном периоде следования импульсов), можно изме­нять, т. е. регулировать напряжение на нагрузке. Поэтому принцип дейст­вия ИСН заключается в следующем: при изменении входного напряжения схема управления (СУ) изменяет коэффициент заполнения управляющих импульсов таким образом, что напряжение на нагрузке изменилось бы не более, чем на допустимую величину , т. е. оставалось бы примерно постоянным. Для выполнения этой функции СУ осуществляет отрица­тельную обратную связь по напряжению, как и в КСН. Функциональная схема СУ показана на рис. 17.5.

Как и в КСН схема управления ИСН содержит измерительный элемент (делитель напряжения на резисторах R2), источник опорного напря­жения (параметрический стабилизатор напряжения на стабилитроне VD2)

442

Часть II. Импульсные устройства

и схему сравнения, на выходе которой образуется сигнал ошибки, пропор­циональный отклонению напряжения на нагрузке от требуемого значения.

Рис. 17.5. Функциональная схема СУ ИСН

При равенстве напряжения на нагрузке заданному значению напряжение ошибки равно нулю, при этом коэффициент заполнения управляющего импульса регулирующего транзистора равен при пренебрежении величи­нами

При увеличении входного напряжения СУ должна уменьшить коэффици­ент заполнения до величины:

а при уменьшении входного напряжения

— увеличить:

Для выполнения этой функции СУ в своем составе содержит широтно-импульсный модулятор (ШИМ). Входной величиной ШИМ является сиг­нал ошибки, выходной — длительность импульса, пропорциональная ве­личине сигнала ошибки. Принцип действия ШИМ заключается в сравне­нии линейно изменяющегося напряжения с сигналом ошибки. С помощью компаратора определяется интервал времени, когда линейно изменяющее­ся напряжение превышает напряжение сигнала ошибки. Амплитуда ли-

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

нейно изменяющегося напряжения должна быть не менее максимального значения сигнала ошибки, поэтому для получения амплитуды линейно изме­няющегося напряжения порядка 1-2 В сигнал ошибки предварительно усилива­ется усилителем ошибки (УО). Частота линейно изменяющегося напряжения определяет частоту коммутации регулирующего транзистора, а линейную зави­симость длительности импульса от значения сигнала ошибки обеспечивает на­пряжение треугольной формы. Такое напряжение формируется в мультивибра­торе на операционном усилителе, который выполняет функции задающего генератора (ЗГ).

Изменение длительности импульсазависит от амплитуды треугольно­го напряжения Um и изменения выходного напряжения усилителя ошибки

Величина зависит от допустимого изменения напряжения на на-

грузке коэффициента передачи измерительного делителя

Iи коэффициента усиления УО

Коэффициент стабилизации ИСН определяется по обычной методике:

С учетом зависимости выходного напряжения от входного и изменения длительности управляющего импульса коэффициент стабилизации ИСН равен:

Требуемое значениеобеспечивается в основном значением Кош, так как значения Кд и Um зависят от величины выходного напряжения и схем­ных решений ШИМ. В отличие от КСН в ИСН усилитель ошибки должен быть неинвертирующим и, как правило, выполняется на операционном усилителе. Вследствие этого величина опорного напряжения ограничена допустимым значением входного синфазного напряжения операционного усилителя.

Основной функцией ШИМ является формирование длительности импуль­са, а согласование цепи управления регулирующим транзистором с выхо-

444 _ Часть II. Импульсные устройстве

дом ШИМ осуществляется с помощью дополнительного выходного кас­када, который является однотактным усилителем мощности с трансфор­маторным выходом, что позволяет осуществить гальваническую развязю. силовой части ИСН и схемы управления. В ИСН не практикуется исполь­зование регулирующего составного транзистора, так как напряжение на­сыщения составного транзистора в несколько раз больше, чем напряжение насыщения отдельного мощного транзистора.

В ИСН следует различать понятия пульсации и нестабильности выходного напряжения. Пульсации выходного напряжения ИСН обусловлены прин­ципом действия ИЕН, частота пульсаций равна частоте коммутации сило вого транзистора, а величина коэффициента пульсаций определяется значениями индуктивности дросселя L и емкости конденсатора С, обра­зующих сглаживающий фильтр. Соответствующим выбором значений L и С величину пульсаций выходного напряжения можно довести до любого требуемого значения.

Нестабильность выходного напряжения обусловлена изменением входно­го напряжения ИСН, которое зависит не только от изменения напряжения питающей сети, но и пульсаций выходного напряжения сетевого выпря мителя. За один период пульсаций выходного напряжения СВ ИСН осу ществляет сотни циклов стабилизации своего выходного напряжения. По­этому относительное изменение входного напряжения ИСН равно:

где а и в — верхний и нижний (соответственно) пределы изменения напря жения сети;— коэффициент пульсаций выходного напряжения СВ.

3. Преобразователи напряжения. В импульсных источниках электролита ния используются преобразователи постоянного напряжения в переменно* напряжение прямоугольной формы. При частотах переменного напряже­ния порядка десятков килогерц силовые трансформаторы преобразовате лей выполняются на сердечниках, имеющих прямоугольную форму кри вой намагничивания. Время перемагничиваниятакого сердечника от максимально допустимого значения индукции до значения оп­ределяется параметрами трансформатора и приложенным к первично? обмотке напряжением:

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

— число витков первичной обмотки трансформатора; Кс — коэффициент заполнения сердечника сталью.

Если процессы в первичной обмотке трансформатора протекают в течение времени меньшего, чем tnep, то трансформатор выполняет свои непосред­ственные функции, т. е. напряжение на вторичной по форме повторяет на­пряжение на первичной обмотке, величина его определяется коэффициен­том трансформации, а ток первичной обмотки обусловлен током вторичной обмотки. В противном случае сердечник трансформатора на­сыщается и ток первичной обмотки ограничивается только активным со­противлением первичной обмотки, а напряжения на всех обмотках транс­форматора равны нулю. Поэтому в преобразователях напряжения временные параметры выходного напряжения обусловлены временем пе-ремагничивания сердечника трансформатора.

По принципу действия преобразователи напряжения делятся на преобразо­ватели с самовозбуждением (или автогенераторные), которые являются усилителями, охваченные сильной положительной обратной связью, и пре­образователи с внешним возбуждением, в которых сигналы управления мощными транзисторами обеспечиваются задающим генератором (ЗГ).

В преобразователях с самовозбуждением кривая намагничивания сер­дечника используется на всем участке от -Вт до +Вт и частота выход­ного напряжения преобразователя равна:

В преобразователях с внешним возбуждением частота ЗГ должна быть та­кой, чтобы сердечник трансформатора не насыщался ни при каких усло­виях. Для этого должно выполняться условие:

Преобразователи напряжения делятся на две группы: однотактные и двух­тактные. Однотактные преобразователи формируют переменное напряже­ния прямоугольной формы, несимметричное относительно оси времени, двухтактные - центрально-симметричное относительно оси времени.

В источниках питания средней мощности (не более 100 Вт) широко ис­пользуются однотактные преобразователи напряжения (ОПН). Вследствие несимметричности напряжения на вторичной обмотке трансформатора ОПН в своем составе содержат высокочастотный выпрямитель (ВЧВ), по­этому они являются преобразователями постоянного напряжения одного

446

Часть II. Импульсные устройства

уровня в постоянное напряжение другого уровня. По способу передачи энергии из цепи источника входного напряжения в цепь нагрузки разли­чают ОПН с обратным и ОПН с прямым включением диода.

Схема ОПН с обратным включением диода с внешним возбуждением по­казана на рис. 17.6.

Рис. 17.6. ОПН с обратным включением диода

В ОПН с обратным включением диода при открытом под действием управляющего напряжения транзисторе VT напряжение на вторичной об­мотке трансформатора имеет такую полярность, при которой диод VD за­крыт. При этом ранее заряженный конденсатор С разряжается на сопро­тивление нагрузки, а силовой трансформатор используется как дроссель с индуктивностью L1. За время открытого состояния транзистора tu коллек­торный ток возрастает практически по линейному закону от значения до значения(как в ИРН). После закрытия транзистора энергия, запа­сенная в сердечнике трансформатора, отдается в нагрузку по цепи вторич­ной обмотки трансформатора как дросселя с индуктивностью L2. Напря­жение на вторичной обмотке меняет полярность, и диод VD открыт. Ток вторичной обмотки при этом уменьшается по линейному закону от вели­чиныдо величины

Таким образом, силовой трансформатор в схеме ОПН с обратным вклю­чением диода используется как двухобмоточный дроссель. Вследствие непрерывности энергии в момент закрытия транзистора соотношения ме­жду токами определяются коэффициентом формации силового трансформатора.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Среднее значение тока вторичной обмотки трансформатора является то­ком нагрузки:

а изменения выходного напряжения, обусловленные процессом разряда конденсатора С в течение времени tu, определяются по формуле

Напряжение на первичной обмотке трансформатора (дросселе L1) при открытом транзисторе примерно равно Е (UK3m,c = 0):

При закрытом транзисторе напряжение на вторичной обмотке трансфор­матора (дросселе L2) примерно равно напряжению на нагрузке ():

Разделив Енаполучим

откуда

Следовательно, напряжение на нагрузке определяется не только коэффициентом трансформации п, но и параметрами управляющего импульса — коэффициентом заполнения

В ОПН с обратным включением диода с самовозбуждением (см. рис. 17.7) энергия, запасенная в сердечнике трансформатора, отдается в нагрузку полностью, поэтому , а величинаопределяется време-

нем перемагничивания сердечника трансформатора по цепи индуктивно­сти первичной обмотки трансформатора, т. е.Остальные соотношения такие же, как и для ОПН с внешним возбуждением.

В ОПН с прямым включением диода (см. рис. 17.8) силовой трансформа­тор используется по прямому назначению, т. е. когда при открытом тран­зисторе ток протекает через первичную обмотку трансформатора, напря­жение на вторичной обмотке трансформатора имеет такую полярность,

448Часть II. Импульсные устройства

что диод открыт, поэтому напряжения и токи обмоток трансформатора связаны между собой через коэффициент трансформации трансформатора. Цепь вторичной обмотки фактически является ИРН понижающего типа. Функции источника питания и транзистора, коммутируемого с частотой/, выполняет напряжение вторичной обмотки трансформатора и диод VDI. Поэтому напряжение на нагрузке определяется так же, как и в ИРН:

Рис. 17.8. ОПН с прямым включением диода

Ток нагрузки равен среднему значению тока дросселя с индуктивностью а изменение тока дросселя от значения обусловливает пуль-

сации напряжения на нагрузке, которые определяются так же, как и в ИРН.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Вследствие конечного значения индуктивности первичной обмотки трансформаторав сердечнике трансформатора накапливается электро­магнитная энергия. Если не принимать меры по размагничиванию сер­дечника, он может намагнититься до насыщения. Цепь размагничивания в простейшем виде содержит дополнительную секцию первичной обмотки трансформатора и диод VD3 (см. рис. 17.8). Цепи размагничивания ус­ложняют схему ОПН, поэтому в импульсных источниках питания не­большой мощности используются ОПН с обратным включением диода.

В преобразователях большой мощности (свыше 100 Вт) используются двухтактные преобразователи напряжения. Индукция в сердечнике сило­вого трансформатора изменяется в пределах , поэтому в двух­тактных преобразователях размагничивание сердечника не требуется. В преобразователях с самовозбуждением индукция в сердечнике изменя­ется от -Вт до +Вт, в преобразователях с внешним возбуждением сердеч­ник трансформатора не должен насыщаться, поэтому индукция изменяет­ся в меньших пределах — примерно от

Двухтактные преобразователи выполняются по схеме со средней точкой (см. рис. 17.9, о), мостовой (см. рис. 17.9, б) и полумостовой (см. рис. 17.9, в) схемам. Схема со средней точкой с самовозбуждением применяется при мощности нагрузки до 100 Вт, мостовая и полумостовая схемы использу­ются при мощностях нагрузки свыше 100 Вт и в основном используются в варианте с внешним возбуждением.

450Часть II. Импульсные устройства

Рис. 17.9. Двухтактные ПН с внешним возбуждением (продолжение)

В нерегулируемых двухтактных преобразователях напряжения действую­щее, среднее за полпериода и амплитудное значения напряжений на каждой

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

обмотке равны между собой. Напряжения и токи первичной и вторичной обмоток связаны между собой через коэффициент трансформации. Пре­образование переменного напряжения каждой вторичной обмотки в по­стоянное производится с помощью выпрямителя с емкостной реакцией нагрузки. При низких напряжениях (менее 15 В) целесообразно использо­вать двухполупериодную схему со средней точкой (при этом уменьшают­ся потери мощности на диодах выпрямителя), при больших напряжениях для уменьшения количества витков вторичной обмотки рекомендуется использовать мостовую схему выпрямителя.

Разница в габаритной мощности силового трансформатора (для мостовой схемы габаритная мощность трансформатора на 25-40% меньше, чем для схемы со средней точкой) существенного значения не имеет, так как на высоких частотах с целью уменьшения числа витков обмоток рекоменду­ется выбирать сердечник с запасом по мощности в 3-5 раз. Конденсатор в таких выпрямителях необходим для обеспечения напряжения на нагрузке в момент изменения полярности напряжения на вторичной обмотке трансформатора. На практике процесс изменения полярности (длитель­ность фронтов прямоугольного напряжения) протекает в течение времени = (0,02-0,05)Г. Соответственно, емкость конденсатора, при которой из­менение выходного напряжения выпрямителя за времяне превысит до­пустимого значения , определяется по формуле:

Поскольку напряжения и токи во всех цепях двухтактных преобразователей напряжения имеют форму прямоугольных импульсов с коэффициентом за­полнения 0,5, то для определения режима работы силовых транзисторов, работающих в ключевом режиме, используются следующие соотношения:

452_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

связи в преобразователях с самовозбуждением) должно быть не менее 2-3 В при минимальной глубине насыщения транзистора 1,2- 1,3. Изли­шек напряжения гасится на дополнительном резисторе R6. Это необходи­мо для устранения влияния разброса параметров входных характеристик силовых транзисторов на величину тока базы.

Схемы двухтактных преобразователей имеют следующие особенности. В схеме преобразователя со средней точкой (см. рис. 17.9, а) напряжение на полной первичной обмотке трансформатора в два раза больше напря­жения питания, поэтому транзисторы выбираются на напряжение не ме­нее, чем (2,2-2,4). В мостовой схеме преобразователя (см. рис. 17.9, б) допустимое напряжение транзисторов равно (1,1—1,2), но число транзи­сторов в два раза больше. В полумостовой схеме (см. рис. 17.9, в) два транзистора заменены двумя конденсаторами одинаковой емкости. По­тенциал точки соединения конденсаторов равен половине напряжения ис­точника питания преобразователя, поэтому амплитуда напряжения на пер­вичной обмотке трансформатора равна:

Ток первичной обмотки трансформатора и открытого транзистора состоит из двух составляющих: тока источника и разрядного тока соответствую­щего конденсатора (другой конденсатор в это время заряжается током ис­точника). Поскольку сумма напряжений на конденсаторах равнато ко­личество энергии, отданной одним конденсатором, равно количеству энергии, полученной другим. Из этого следует, что ток источника и раз­рядный ток конденсатора равны. Поэтому первичная обмотка силового трансформатора должна быть рассчитана на ток в два раза больше, чем ток источника. Небольшим недостатком полумостовой схемы является небольшой спад вершины импульса выходного напряжения, обусловлен­ный процессами заряда и разряда конденсаторов. Чтобы напряжения на конденсаторах изменялось не более, чем на, емкость конденсаторов выбирается по следующей формуле:

4. Регулируемые преобразователи напряжения. Регулируемые (или стаби­лизирующие) преобразователи (РПН) позволяют поддерживать выходное напряжение (после ВЧВ) примерно постоянным за счет изменения дли­тельности открытого (или закрытого) состояния транзистора. Для этого схема управления осуществляет обратную связь по напряжению, как и в ИСН (см. рис. 17.1, б). По аналогии с ИСН схема управления РПН содер-

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники...453

жит измерительный элемент — делитель напряжения, источник опорного напряжения — параметрический стабилизатор напряжения, схему сравне­ния и усилитель ошибки, преобразователь сигнала ошибки в длительность управляющего импульса.

В ОПН для поддержания выходного напряжения на неизменном уровне необходимо изменять длительность либо открытого, либо закрытого со­стояния транзистора. Достигается это с помощью дополнительной обмот­ки силового трансформатора, намагничивающая сила которой пропорцио­нальна величине сигнала ошибки, а направление ее зависит от того, на что и как должна влиять намагничивающая сила - на длительность открытого или закрытого состояния транзистора. При этом частота преобразования ОПН с самовозбуждением меняется, т. к. при изменении длительности от­крытого состояния транзистора длительность закрытого состояния оста­ется постоянной и наоборот.

В двухтактных преобразователях напряжения (см. рис. 17.10) необходимо иден­тично изменять длительность открытого состояния каждого плеча преобразова­теля во избежание появления постоянного подмагничивания сердечника транс­форматора. Изменение длительности управляющих импульсов в двухтактных преобразователях осуществляется так же, как и в ИСН, но в отличие от СУ ИСН задающий генератор генерирует напряжение треугольной формы с частотой в два раза больше частоты выходного напряжения преобразователя. Выходные импульсы ШИМ поступают на распределитель импульсов (РИ), который рас­пределяет импульсы по цепям управления каждого плеча преобразователя, по­этому частота коммутации каждого транзистора уменьшается в два раза.

454_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Выходное напряжение регулируемого двухтактного преобразователя определя­ется так же, как и в ИРН понижающего типа, но коэффициент заполнения управляющих импульсов определяется по отношению к половине периода на­пряжения на вторичной обмотке трансформатора, поскольку после выпрямле­ния этого напряжения частота импульсов удваивается. Определение пределов изменения длительности импульсов производится так же, как и в ИСН, но вна­чале определяется минимальное значение амплитуды напряжения на вторич­ной обмотке трансформатора из условия, что коэффициент заполнения при этом должен быть меньше единицы (примерно 0,9-0,95). Номинальное и ми­нимальное значения коэффициента заполнения определяются так же, как при анализе ИСН.

Асимметрия кривой намагничивания сердечника вызывает асимметрию управляющих импульсов, что приводит к увеличению нестабильности вы­ходного напряжения, поэтому в РПН часто используют компенсационные стабилизаторы напряжения для повышения качества выходного напряже­ния (см. рис. 17.1, б).

17.3. Силовые полупроводниковые элементы

Тип силовых полупроводниковых элементов определяет тип полупроводни­кового преобразователя, а параметры силового полупроводникового элемен­та определяют его статические и динамические характеристики.

Силовые полупроводниковые элементы в преобразователях, как правило, ра­ботают в ключевом режиме. Благодаря такому режиму работы потери в сило­вом полупроводниковом элементе очень малы в сравнении с преобразован­ной мощностью. Эти потери состоят из потерь при протекании прямого тока, когда силовой полупроводниковый элемент открыт или насыщен, потерь при протекании обратного тока, когда силовой полупроводниковый элемент за­крыт, и потерь при переключении из одного состояния в другое. Параметры, которые приводятся в справочных данных, определяют эти потери.

Классификация силовых полупроводниковых элементов [44] представлена на рис. 17.11.

Существенный скачок в развитии преобразовательной техники произошел с появлением биполярных высоковольтных транзисторов и полностью управляемых ОТО (Gate Transistor Oxide) тиристоров, а потом и биполярных транзисторов с изолированной базой IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) и мощных полевых транзисторов MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники..

455

Рис. 17.12. Структура GTO-тиристора, его условное изображение и вольт-амперная характеристика

Структура GTO-тиристора в областях анода и катода состоит из большого чис­ла технологических элементов, которые представляют отдельные тиристоры, включенные параллельно, в результате чего он способен выключаться по сиг­налу управляющего электрода [47]. Структура GTO-тиристора показана на рис. 17.12, а, его изображение на принципиальной схеме — на рис. 17.12, б.

456_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Вольт-амперная характеристика GTO-тиристора показана на рис. 17.12, в. Она повторяет характеристику неполностью управляемого тиристора (SCR - Silicon Controlled Rectifier). Во включенном состоянии GTO-тиристор ха­рактеризуется следующими параметрами:

Uто — предельным напряжением; rт — динамическим сопротивлением.

Динамические процессы при переключении GTO-тиристора представлены на рис. 17.13. Время процесса включения состоит из времени задержки включе­ния t3ai> и времени нарастания на протяжении которого напряжение на тиристоре уменьшается до 0,1 от началь-ного значения. Сумма этих проме­жутков времени составляет время включения

Для обеспечения малого времени и малых потерь включения ток управляю­щего электрода сначала должен иметь значительную скорость нарастания

Для GTO-тиристоров характерен довольно медленный процесс выключения, состоящий из двух стадий (рис. 17.13). На первой стадии ток тиристора спа­дает до О, Н0,2 от своего начального значения. На второй стадии происходит медленное уменьшение тока. Время затягивания процесса выключения больше времени спада и его необходимо учитывать.

Отрицательный ток управляющего электрода, выключающего тиристор, должен иметь значительную скорость нарастания и значительную амплитуду. Для современных GTO-тиристоров эта амплитуда доходит до 30% от ампли­туды тока анода. Для снижения динамических потерь при переключении и обеспечения надежной работы в схемах с GTO-тиристорами используются снабберы. Снабберы (snubbers) — специальные схемы формирования дина­мических процессов. Простейшей схемой снаббера является цепь, состоящая из последовательно включенных резистора и конденсатора.

Фирмой "Siemens" выпускаются фотосимисторы с названием SITAK. Фото­тиристоры и фотосимисторы — это тиристоры и симисторы (симметричные тиристоры) с фотоэлектронным управлением, в которых управляющий электрод заменен инфракрасным световым диодом и фотоприемником со схемой управления. Основным преимуществом таких приборов является гальваническая развязка цепей управления от силовых цепей. Такой при­бор потребляет по входу управления световым диодом ток около 1,5 мА. а коммутирует в выходной цепи переменный ток 0,3 А при напряжении до 600 В.

Рис. 17.13. Динамические процессы при включении/исключении GTO-тиристора

Приборы находят широкое применение как ключи переменного тока с изоли­рованным управлением. Они также могут использоваться при управлении более мощными тиристорами или симметричными тиристорами, обеспечивая при этом гальваническую развязку цепей управления. Малое потребление мощности цепью управления позволяет включать SITAK к выходу микро­процессора и микро-ЭВМ. На рис. 17.14 приведен пример подключения при­бора SITAK к микропроцессору для регулирования тока в нагрузке, подклю­ченной к сети переменного напряжения 220 В, когда максимальная мощность достигает 66 Вт.

458Часть II, Импульсные устройства

Рис. 17.14. Подключение фотосимистора SITAK к микропроцессору

В полевых или униполярных транзисторах изменение электрической прово­димости канала осуществляется с помощью электрического поля, перпенди­кулярного направлению тока. Электроды, подключенные к ведущему каналч. называются стоком (Drain) и истоком (Source), а управляющий электрод на­зывается затвором (Gate). Напряжение управления, создающее поле в канале, подключается между затвором и истоком. В силовых транзисторах MOSFET используется конструктивно изолированный от ведущего канала затвор. Структура транзистора показана на рис. 17.15, а. Условное обозначение тран­зистора показано на рис. 17.15, б.

Рис. 17.15. Структура и условное обозначение MOSFET-транзистора

Аналогично биполярному транзистору полевой имеет две области работы: область линейного режима и область насыщения (область малого сопротив­ления сток — исток). В этих режимах MOSFET-транзистор ведет себя анало­гично биполярному транзистору. Входная и выходная вольт-амперные харак­теристики MOSFET-транзистора приведены на рис. 17.16, а, б.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Рис. 17.16. Вольт-амперные характеристики MOSFET-транзистора

Рис. 17.17. Схема (а) и динамические

460 ______________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Динамические характеристики полевых транзисторов при ключевом режиме работы рассмотрим на примере процессов включения и выключения, пользу­ясь схемой на рис. 17.17, а.

Для переключения транзистора на его затвор подается прямоугольный им­пульс напряженияСначала происходит заряд конденсатора цепи затвор - исток емкостьючерез резистор источника сигнала с сопротивлением /?,, До тех пор, пока напряжение на емкости не достигнет предельного на­пряжения, ток стока равняется нулю и напряжение на стоке равняется напряжению источника питания Е0.

Когда эквивалентная емкостьцепи затвор — исток зарядится до напряже­ния Uпор, транзистор некоторое время будет находиться в области насыщения. В этом случае входная емкость входной цепи транзистора резко увеличится. Скорость нарастания напряжения на затворе транзистора уменьшается обратно пропорционально увеличению емкости. При увеличении напряжения на затворе будет постепенно возрастать ток стока и уменьшаться напряжение на стоке. Таким образом, процесс заряда емкостибудет продолжаться до тех пор, пока напряже­ние на стоке не уменьшится до значения, при котором транзистор окажется в ли­нейной области. При этом входная емкость станет равнойи скорость ее заряда резко увеличится. В результате в конце процесса включения транзистора на затворе будет напряжение

В результате процесса включения выходной импульс тока стока задержива­ется относительно поступления импульса управления на время Аналогичный процесс происходит при выключении транзистора и включает: время задержки выключениявремя выключенияна протяжении

которого спадает импульс тока стока, и время установления tycm выходного состояния.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором (БТИЗ) выполнены как соединения входного униполярного (полевого) транзистора с изолированным затвором (ПТИЗ) и выходного биполярного п -- р -- n-транзистора (БТ). Есть много разных способов создания таких приборов, однако наибольшее распространение получили приборы IGBT, в которых удачно сочетаются особенности полевых транзисторов с вертикальным каналом и дополнитель­ного биполярного транзистора.

При изготовлении полевых транзисторов с изолированным затвором, имею­щих вертикальный канал, получался паразитный биполярный транзистор, что мешает их широкому практическому применению. Схематическое изображе­ние такого транзистора приведено на рис. 17.18, а. На этой схеме VT— поле­вой транзистор с изолированным затвором, T1 - - паразитный биполярный транзистор, R1 -- последовательное сопротивление канала полевого транзи-

процессы переключения (б) полевого транзистора

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

стора. Шунтирование перехода база — эмиттер биполярного транзистора обеспечивается сопротивлениемблагодаря которому биполярный транзи­стор заперт и существенным образом не влияет на работу полевого транзи­стора VT. Выходные вольт-амперные характеристики ПТИЗ, приведенные на рис. 17.18, б, характеризуются крутизной S и сопротивлением канала

Рис. 17.18. Схема замещения ПТИЗ с вертикальным каналом (а)

и его вольт-амперные характеристики (б),

схема замещения транзистора типа IGBT (в),

и его вольт-амперные характеристики (г)

462_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

Структура транзистора IGBT аналогична структуре ПТИЗ, но дополнена еще одним р — n-переходом, благодаря которому в схеме замещения (рис. 17.18, в) появился еще один р — п — р-транзистор 72. Образовавшаяся структура из двух транзисторовимеет глубокую внутреннюю положительную об-

ратную связь, так как ток коллектора транзистора Т2 влияет на ток базы транзистора T1, а ток коллектора транзистора T1 определяет ток базы транзи­стора T2. Принимая, что коэффициенты передачи тока эмиттера транзисторов имеют значение соответственно, найдем

. Из последнего уравнения можно опреде­лить ток стока полевого транзистора

Поскольку ток стока /<- ПТИЗ можно определить по крутизне S и напряже­нию U3 на затворе /с = SU3, определим ток ЮВТ-транзистора

где — эквивалентная крутизна биполярного транзисто-

ра с изолированным затвором.

Очевидно, что приэквивалентная крутизна значительно превы-

шает крутизну ПТИЗ. Регулировать значениеможно изменением со-

противлений ri и R2 при изготовлении транзистора. На рис. 17.18, г приведены вольт-амперные характеристики IGBT-транзистора, показывающие значительное увеличение крутизны характеристики по сравнению с ПТИЗ.

Другим преимуществом IGBT транзисторов является значительное снижение последовательного сопротивления и, следовательно, снижение падения на­пряжения на замкнутом ключе. Последнее объясняется тем, что происходит шунтирование последовательного сопротивления каналадвумя насыщен­ными транзисторами, включенными последовательно.

Условное схематическое изображение БТИЗ приведено на рис. 17.19, а. Это обозначение подчеркивает его гибридность тем, что изолированный затвор изображается как в ПТИЗ, а электроды коллектора и эмиттера изображаются как у биполярного транзистора.

Область безопасной работы БТИЗ подобна ПТИЗ, то есть в ней отсутствует участок вторичного пробоя, характерный для биполярных транзисторов. На рис. 17.19, б приведена область безопасной работы (ОБР) транзистора ти­па IGBT с максимальным рабочим напряжением 1200В при продолжитель­ности импульса 10 мкс, что гарантирует надежность и безотказность.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Поскольку в основу транзисторов типа IGBT положены ПТИЗ с индуциро­ванным каналом, то напряжение на затворе должно быть больше напряжения образования канала, имеющего значения 5...6 В.

Рис. 17.19. Условное графическое изображение транзистора БТИЗ (а) и его область безопасной работы (б)

Быстродействие БТИЗ немного ниже быстродействия полевых транзисторов, но значительно выше быстродействия биполярных транзисторов. Исследова­ния показали, что для большинства транзисторов типа IGBT времена вклю­чения и выключения не превышают 0,5...1,0 мкс.

Развитие технологии изготовления силовых полупроводниковых элементов привело к созданию модульных и интегральных силовых элементов [44, 45]. В модульных конструкциях, как правило, технологически соединены транзистор и включенный параллельно ему быстродействующий обратный диод. В интегральных конструкциях (PIC — Power Integrated Circuit) объе­динено несколько модулей, образующих силовой полупроводниковый пре­образователь. Принципиальные схемы силовых полупроводниковых преоб­разователей приведены на рис. 17.20-17.24. При этом могут быть реализованы одноплечие схемы, когда используется только одно плечо, мостовые однофазные схемы и трехфазные мостовые схемы. В зависимости от назначения преобразователя зажимы переменного тока ABC могут быть входными (левые схемы, рис. 17.20-17.24) или выходными (правые схемы, рис. 17.20-17.24).

Приведенные схемы силовой электроники приобрели широкое практическое применение в разнообразных областях техники — традиционной энергетике, технологическом и тяговом электроприводе, вторичных источниках питания в разнообразных областях промышленности.

464Часть II. Импульсные устройства

Рис. 17.20. Мосты на диодах

Рис. 17.21. Мосты на тиристорах

Рис. 17.22. Мосты на GTO-тиристорах

Рис. 17.24. Мосты на IGBT-транзисторах

17.4. Тенденции развития электронных компонентов

Широкое внедрение технологических достижений микроэлектроники в сило­вое полупроводниковое приборостроение позволило создать новые классы приборов. Поскольку в ближайшие десятилетия традиционная энергетика останется основным источником электрической энергии, то новые возможно­сти применения силовой электроники в традиционной энергетике являются актуальным вопросом. Эти возможности открываются в связи с появлением энергетического рынка, жесткостью требований к качеству электроснабже­ния, а также в связи с ростом количества производств, требующих беспере-

466_________________________________________ Часть II. Импульсные устройства

бойного питания. Как следствие, повышаются требования к эффективности передачи и потреблению электрической энергии [45, 46].

Для большинства новых разработок в энергетике нужен мощный (1-5-300 МВт), полупроводниковый преобразователь, работающий на про­мышленную трехфазную сеть переменного тока. Такой преобразователь должен обеспечивать плавное и независимое регулирование потока активной и реактивной мощности и не должен вызывать искажение формы напряжения сети. Другими словами — ток сети преобразователя должен быть близким к синусоиде, а величина и фаза тока должны регулироваться независимо друг от друга. Современные силовые полупроводниковые приборы — тиристоры. GTO, IGBT - - позволяют реализовать разные схемные варианты мощного преобразователя, имеющие указанные выше свойства.

С появлением силовых транзисторов, выполненных по МОП-технологии (MOSFET и IGBT), появилась возможность создания на их базе мощных вы­сокоэффективных генераторов, обладающих значительными преимущества­ми по сравнению с построенными на электронных лампах и тиристорах. Этот новый тип генераторов с расширенным частотным диапазоном от 10 кГц до 200 кГц позволяет заменить электронные ламповые генераторы. Наиболее важными преимуществами таких генераторов по сравнению с ламповыми яв­ляются более высокий к. п.д., срок службы, уменьшенные масса и габариты.

В данное время силовые IGBT-модули выпускаются на токи 10-2400 А и на­пряжения коммутации 600, 1200, 1700, 2500 и 3300 В. Они широко исполь­зуются в регулируемом технологическом и тяговом электроприводе, вторич­ных источниках питания, в металлургии, химии, машиностроении, связи, энергетике, позволяя создавать преобразователи мощностью от единиц кило­ватт до единиц мегаватт. Имея лучшие характеристики (малую мощность управления и коммутационные потери, высокие скорости коммутации и ус­тойчивость к перегрузкам и т. п.), они вытеснили в этих областях применения не только силовые биполярные транзисторы, но даже и тиристоры [46, 47].

Рынок IGBT-модулей динамично развивается и с ежегодным приростом до 30% достиг в данное время около полмиллиарда долларов. Ведутся разработ­ки и начато производство IGBT-модулей на напряжение коммутации 4,5 — 6,5 кВ. Всю гамму силовых модулей разделяют на обычные IGBT-модули и "интеллектуальные". Обычные (стандартные) модули выпускаются в одно-, двух-, четырех - и шестиключевом выполнении с (без) обратными диодами быстрого восстановления FRD (Field Rectifier Direct).

Интеллектуальные силовые модули (IPM — Intelligent Power Modules) впер­вые появились на рынке в 1988 г. Кроме силовой части схемы преобразова­теля (мостового одно - или трехфазного выпрямителя, мостового инвертора)

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

содержат в едином корпусе также датчики, схемы драйверов, защит, диагно­стики, источников питания и т. п.

Стандартные IGBT-модули можно условно разбить на 2 типа: паяной конст­рукции с изолированной основой и прижимной конструкции (Press-Pack). При современном уровне производства IGBT максимальный постоянный ток, пропускаемый одним кристаллом (чипом) IGBT, составляет 100 А. Поэтому в силовом модуле приходится использовать параллельное соединение не­скольких (до 24 в настоящее время) чипов IGBT. Так как IGBT имеют поло­жительный температурный коэффициент и современная технология их про­изводства обеспечивает малый разброс параметров чипов, проблема параллельного соединения даже такого большого количества чипов не явля­ется сложной. Схематично базовая паяная конструкция современных сило­вых IGBT-модулей приведена на рис. 17.25.

Чипы силовых полупроводниковых приборов IGBT и FRD (7) припаиваются на DCB-керамику (Direct Copper Bonding), выполняющую роль электроизо­лирующего и теплопроводного пласта между чипами и основой — отводом для тепла. DCB-керамика плоская тонкая АЬОз - или AlN-керамика, покрытая с двух сторон медной фольгой методом прямого (диффузного) сращивания. Нижний пласт — сплошной; верхний — в виде печатной платы, обеспечивающей электрическое соединение силовых ключей, силовых (7) и управляющих (2) выводов.

Рис. 17.25. Паяная конструкция силовых IGBT-модулей

Соединение силовых (выводов эмиттера для IGBT и катодных для FRD) и управляющих выводов чипов с контактными площадками DCB-керамики осуществляется ультразвуковым свариванием алюминиевым проводом (б). DCB-керамика с припаянными силовыми выводами и напаянными и разва­ренными чипами IGBT и FRD припаивается на медную основу (9). К медной

Часть II. Импульсные устройства

основе приклеивается пластмассовый корпус (3), внутри которого полупро­водниковые чипы и керамика защищаются (заливаются) кремнийорганиче-ским гелем (7), не изменяющим свои механические и электроизоляционные свойства при влиянии температуры, влажности и времени. Дополнительную жесткость конструкции модуля добавляет пласт эпоксидного компаунда (5).

Силовые выводы (1) загибаются над гайкой, с помощью винтов присоединя­ются к шинам силовой схемы преобразователя. Управляющие выводы (2) пайкой соединяются со схемой драйвера. Для обеспечения надежного отвода тепла и высокой электрической изоляции в многослойной конструкции сило­вых модулей паяной конструкции с изолированной основой применяют ма­териалы с разными коэффициентами термического расширения. Для разра­боток с высокими требованиями по надежности и термической, циклической устойчивости фирмами Toshiba и Hitachi предложена конструкция модуля без основы с прямым паяным контактом DCB-керамики на предварительно никелированный AlSiC-охладитель. Подобную конструкцию использует и фирма Semikron в серии интегральных интеллектуальных модулей SKIIP (Semikron Integrated Intelligent Power Module), исключая паяный слой между охладителем и DCB-керамикой.

Наряду с развитием технологий паяной конструкции силовых модулей в по­следние годы начала интенсивно развиваться технология прижимной конст­рукции ЮВТ-модулей [44, 47]. На рис. 17.26 приведен разрез конструкции IGBT-модуля прижимной конструкции.

Коллектор

Чипы FRD Чипы IGBT

Рис. 17.26. Разрез конструкции IGBT-модуля прижимной конструкции

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

Чипы 1GBT и диодов быстрого восстановления, разделенные сепаратором, имеют прижимные контакты на коллектор и эмиттер (анод и катод диода) через молибденовые пластины (термические компенсаторы). Вывод затворов также обеспечивается прижимным контактом (зондом) с последовательным резистором на каждый чип IGBT для устранения паразитных колебаний. Та­кая конструкция сильноточного модуля имеет более чем на порядок меньшее тепловое сопротивление чип-основа (11 К/кВт для 1000 А модуля), охлажде­ние на обе стороны, высокие: энергетическую, термическую, циклическую устойчивости на уровне GTO-тиристоров таблеточной конструкции (до 100 тыс. циклов).

Фирма Toshiba Semiconductor Group (Япония) выпускает в таблеточной ме-таллокерамической конструкции IGBT-модули (с обратным диодом) 075 мм типа ST800FXF21 (800 А/3300 В), ST1000EX21 (1000 А/2500 В) и 085мм типа ST1200FXF21 на ток 1200 А и напряжение 3300 В. В последнем модуле объединены 15 чипов IGBT (80 А/3300 В) и 6 чипов FRD (200 А/3300 В) раз­мером 15x15 мм каждый. Для обеспечения пробивного напряжения 3,3 кВ каждый чип по периметру защищен изолирующей рамкой.

IGBT-модули прижимной конструкции кроме высокой надежности, термиче­ской, циклической устойчивости, двустороннего охлаждения с малым тепловым сопротивлением чип-основа имеют еще одно преимущество — малую паразит­ную индуктивность выводов (единицы наногенри). При больших скоростях ком­мутации тока на такой индуктивности не могут возникать перенапряжения, что обеспечивает дополнительно высокую надежность работы модулей.

Минимизация внутренней индуктивности выводов сильноточных IGBT-модулей (>800 А) является актуальной задачей. В таких модулях приходится объединять десятки чипов IGBT и FRD. Большая паразитная индуктивность выводов и, как следствие, большие перенапряжения на фронтах коммутации ограничивают об­ласть безопасной работы модулей и снижают надежность их работы.

Для повышения универсальности, простоты и удобства применения силовых IGBT-модулей в схемах преобразователей разработчики модулей предлагают несколько вариантов конструкций модулей с множеством ключей, имеющих в своем составе полные мостовые схемы. В настоящее время можно говорить о двух стандартах на IGBT-модули со множеством ключей: EconoPack и ECONO+ (Eupec, Siemens, Semikron, Toshiba) и LoPak4, LoPakS (ABB Semiconductors AG, Semikron). Модули серии Есопо широко применяются разработчиками в преобразователях частоты электроприводов переменного тока мощностью в десятки киловатт.

Модули LoPak4 и LoPakS имеют предельные характеристики: 6x300 А/1200 В; 2x900 А/200 В; 6x225 А/1700 В и 2x675 А/1700 В. Они выпускаются в двух

Часть II. Импульсные устройства

вариантах: с медной основой и без основы с прямым контактом DCB-керамики модуля на охладитель. Модули имеют низкую паразитную индук­тивность как внутренних выводов, так и внешних шин. Внешние силовые ши­ны устанавливаются на болты силового модуля и прикручиваются гайками.

Рис. 17.27. Функциональная схема преобразователя частоты с цепью постоянного тока

Наибольшим рынком для приборов силовой электроники является электро­привод. На рис. 17.27 приведена классическая функциональная схема преоб­разователя частоты с цепью постоянного тока. Входное напряжение поступа­ет на мостовой выпрямитель на диодах (1), вход которого защищен ограничителями перенапряжений (8). К выходу выпрямителя подключаются фильтрующая емкость шины постоянного тока со схемой "мягкого" заряда (9) и мостовой инвертор напряжения на IGBT (4). В приводах малой и средней мощности к шине постоянного тока подключается схема торможения (5). Силовая часть преобразователя содержит также датчики тока (2) и темпера­туры (3). Схема управления содержит драйверы (12) для управления транзи­сторами инвертора и тормоза со схемами защиты (10, 13), контроллер управ-

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

ления (14) и источника питания (11). Так как силовая схема и часть системы управления (драйверы, датчики, схемы диагностики и защиты) являются одинаковыми для большинства применений, желательно объединить эти элементы в единую конструкцию. Появление МОП-управляемых приборов, имеющих малые мощности управления, а также высокая устойчивость IGBT к перегрузкам и легкость управления ими в аварийных режимах позволили объединить в едином корпусе силовые части преобразователя и схемы драй­веров, диагностики и защиты.

Силовая часть интеллектуального модуля изготавливается, как и стандартные модули паяной конструкции, с изолированной основой. Здесь также исполь­зуются технологические приемы, позволяющие повысить надежность, термическую, циклическую устойчивость модулей, снизить паразитные ин­дуктивности выводов. Интеллектуальная часть модуля размещается на мно­гослойной печатной плате, установленной над DCB-платами с силовыми по­лупроводниковыми чипами.

По такой технологии фирмами Fuji, Mitsubishi, Toshiba выпускается целая гамма интеллектуальных силовых модулей IPM на 300 А/1200 В в выполне­нии двух ключей и 100 А/1200 В (одного ключа), в шести - и семиключевом выполнении. Функциональная схема таких модулей приведена на рис. 17.28. В качестве схем драйверов применяются высоковольтные силовые инте­гральные схемы, обеспечивающие кроме формирования импульсов управле­ния на затворы IGBT (5) также функции защиты силовых ключей от перегру­зок по току (ОС — Over Current) — (6), включая короткое замыкание (SC - Short Current) — (7), защиту от перегрева (ОТ — Over Temperature) — (9), от ава­рии (недопустимого снижения) напряжения питания драйверов (UV - - Under Voltage) -- (8). В отдельных IPM добавлены: гальваническая развязка управ­ляющих сигналов (3), источника питания драйверов (2). В следующих поколени­ях планируется включать в состав 1РМ также и контроллер управления (7).

Силовые IGBT-модули заняли доминирующее положение на рынке приборов силовой электроники практически для всех видов преобразовательного обо­рудования мощностью от единиц киловольт-ампер до единиц мегавольт-ампер. Разработчики и производители силовых IGBT-модулей ведут работы по модернизации модулей паяной конструкции с целью улучшения их элек­трических характеристик, повышения предельных параметров, увеличения надежности и термической, циклической устойчивости при снижении цены. Эта цель достигается применением новых материалов и технологий составления модулей с использованием тонких А12Оз и AI DCB-керамических подложек, применением конструкций модулей без медной основы и с основой из мат­ричных композиционных материалов, новых конструкций модулей с выво­дами малой индуктивности, разработкой специальных конструкций модулей

472

Часть II. Импульсные устройства

с интегрированным жидкостным охлаждением, разработкой новых корпусов IGBT-модулей, обеспечивающих максимальные простоту и удобство исполь­зования их в преобразовательном оборудовании.

Рис. 17.28. Функциональная схема силового модуля IPM

Наряду с развитием технологий паяной конструкции модулей с изолирован­ной основой в последние годы интенсивно развивается технология прижим­ной конструкции IGBT-модулей, имеющих двустороннее охлаждение, низ­кую индуктивность выводов, высокую надежность и энергетическую, термическую, циклическую устойчивость.

Главным направлением развития силовой электроники является системная интеграция, т. е. предоставление пользователю интеллектуального силового модуля, а в будущем — интегрального преобразовательного устройства. Се­годня MOSFET и IGBT — силовые интегральные схемы и модули, в том чис­ле интеллектуальные 1РМ, вытесняют практически из всех сфер применяе­мые раньше тиристоры, биполярные транзисторы, так как при тех же коммутационных токах и напряжениях они имеют значительно меньшую мощность управления и время коммутации, более широкую область безопас­ной работы и более высокие частоты преобразования.

Глава 17. Импульсные источники питания, элементная база силовой электроники

По прогнозам [47, 48] IGBT полностью заменит биполярные транзисторы (ВРТ) и полностью управляемые тиристоры (GТО) в преобразовательном оборудовании мощностью до единиц мегавольт-ампер. В области малых мощностей (в низковольтных преобразователях) будет доминировать MOSFET, а в области значительных мощностей — GТО.

Вопросы к главе 17

1.Какие преимущества имеют источники питания с высокочастотным пре­
образованием энергии?

2.  Как ограничивается амплитуда импульса зарядного тока конденсатора се­
тевого выпрямителя?

3.  Объясните принцип действия импульсного стабилизатора напряжения.

4.  В чем состоит различие между однотактными преобразователями напря­
жения с обратным и прямым включениям диода?

5.  Объясните принцип действия регулируемого двухтактного преобразовате­
ля напряжения.