Лабораторные работы по аналоговой схемотехнике

Федеральное агентство по образованию

Государственное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

НИЖЕГОРОДСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ

ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ им.

Кафедра “Информационные радиосистемы”

ЛАБОРАТОРНЫЕ РАБОТЫ
ПО АНАЛОГОВОЙ СХЕМОТЕХНИКЕ

Методические указания к лабораторным работам № 1, 2, 3, 4, 5 по дисциплинам: “Схемотехника” для специальности 079900 —Информационные системы, “Аналоговая и цифровая схемотехника” для студентов специальности 071700 —Физика и техника оптической связи всех форм обучения

НИЖНИЙ НОВГОРОД

2008

Составитель

УДК 621.396.6

Лабораторные работы по аналоговой схемотехнике: метод. указания к лабораторным работам № 1, 2, 3, 4, 5 по дисциплинам: “Схемотехника” для специальности 079900 — Информационные системы, “Аналоговая и цифровая схемотехника” для студентов специальности 071700 — Физика и техника оптической связи всех форм обучения/ НГТУ; сост.: . Н. Новгород, 32с, 2008.

Даны краткие сведения по теории для подготовки к выполнению лабораторных работ. Приводятся контрольные вопросы для самопроверки и рекомендуемая литература для более глубокого изучения материала по каждой работе.

Научный редактор:

проф., д. т.н.

Редактор

Подп. 14.01.08 г. Формат 60х84 1/16. Бумага газетная. Печать офсетная.

Печ. л. 2. Уч.-изд. л. 1,75. Тираж 300 экз. Заказ.

Нижегородский государственный технический университет им.

Типография НГТ, ул. Минина, 24.

© Нижегородский государственный

технический университет, 2008 г.

Лабораторная работа № 1

Исследование работы усилительного каскада

на биполярном транзисторе с общим эмиттером

1. Цель работы

Изучение методов расчета и анализа работы простейшей схемы усили­тельного каскада в схеме с общим эмиттером (ОЭ) на биполярном транзисторе.

2. Краткие теоретические сведения

Транзистор — полупроводниковый прибор с последовательно вклю­ченными двумя полупроводниковыми p–n переходами, располагающий тремя и более выводами. Различают p–n–p и n–p–n транзисторы, имеющие разную последо­вательность расположения полупроводниковых структур (рис. 1).

n-p-n p-n-p

Рис. 1

Два электронно-дырочных перехода транзистора могут быть смещены внешним источником напряжения либо в прямом (переход открыт), либо в обратном (переход закрыт) направлениях. В зависимости от состояния переходов различают три основных режима работы транзистора:

— активный (один открыт, другой закрыт);

— насыщение (оба открыты);

— отсечка (оба закрыты).

Пусть переход база – эмиттер смещен в прямом направлении и в цепи базы течет ток Iб. Тогда при условии, что переход база – коллектор смещен в обрат­ном направлении, транзистор будет находиться в активном режиме работы. В этом состоянии, пренебрегая теп­ловым обратным током коллекторного перехода IБК0»0, можно получить

IК=bIБ,

где IК — ток коллектора, а b>>1 — коэффициент усиления транзистора по току. Полагая цепь базы входной, а коллектора выходной, можно получить усиление по току слабого входного сигнала на выходе. При этом могут быть использованы три основных схемы включения транзистора: с общим эмиттером (ОЭ), общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) (рис.2).

Рис. 2

2.1. Статические характеристики биполярного транзистора. Рассмотрим схему включения транзистора с ОЭ. Работу транзистора можно описать с помощью семейства входных и выход­ных статических характеристик. Для нее входная характеристика это IБ(UБЭ) при UКЭ=const, где IБ — ток базы, UБЭ — напряжение база – эмиттер, UКЭ — напряжение коллектор – эмиттер. Типичное семейство входных характеристик при UКЭ=0 и UКЭ> 0 показано на рис. 3.

 

Рис. 3

Если UКЭ=0, то входная характеристика представляет собой вольт-амперную характеристику двух параллельно включенных p–n переходов. При прямом смещении переходов UБЭ>0 возникают токи IК и IЭ, суммируемые в базе.

Если UКЭ>UКЭн, где UКЭн — напряжение коллектор – эмиттер насыщения, то переход база – эмиттер смещен в прямом направлении, а база – коллектор в обратном. Тогда без учета обратного тока коллектора эта характеристика обусловлена вольт-амперной характеристикой одного p–n-перехода база – эмиттер, следовательно, базовые токи будут меньше при том же напряжении UБЭ и характеристика пойдет ниже.

Выходной вольт-амперной характеристикой транзистора называется за­висимость тока коллектора от напряжения коллектор – эмиттер IК(UКЭ) при IБ=const. Она представлена на рис.4.

 

Рис. 4

Область допустимых значений тока коллектора и напряжения на коллекторе ограничены максимальными предельно допустимыми значениями UКЭ£UКЭМ, IК£IКМ. Область допустимых значений мощности, рассеиваемой на транзисторе, IКUКЭ£PМ = UКЭМ·IКМ также ограничена. Эти области на вольт-амперной характеристике лежат внутри штриховки. Из выходных характеристик видно, что они являются нелинейными. Их можно раз­бить на два характерных участка: с большой крутизной при UКЭ £ UКЭн и пологим участком при UКЭ > UКЭн.

Для крутого участка UКЭ<UКЭн£ UБЭ и переход база – коллектор UБК=UБЭ–−UЭК>0 смещен в прямом направлении. Транзистор находится в со­стоянии насыщения, так как оба его перехода открыты.

На пологом участке переход база – эмиттер смещен в прямом направле­нии, а база – коллектор в обратном. Транзистор находится в активном режиме, для которого IК»bIБ, и практически не зависит от UКЭ. Выходная проводимость мала, и он может быть представлен как управляемый источник тока.

2.2. Анализ работы усилительного каскада с ОЭ в статическом режиме. Рассмотрим работу простейшего усилительного каскада на биполярном транзисторе, представленного на рис.5.

Рис.5

В схеме E0 – напряжение источника питания, R1 и R2 — резисторы во входной и выходной цепи каскада. На вход каскада совместно с полезным сигналом UВХ поступает постоянное напряже­ние UСМ, обеспечивающее постоянный ток покоя в цепи базы через резистор R1, равный IБП»UСМ/R1. При этом в выходной цепи возникает ток покоя колл­ектора:

IКП=bIБП=(E0–UЭК) / R

С другой стороны, зависимость тока коллектора IК от UКЭ задается для данного IБ выходными характеристиками. Зависимость (1) описывает статическую нагрузочную ха­рактеристику, которую можно определить по пересечению с осями. Из (1) получим

IК=0, UКЭ=E0,

UКЭ=0, IК»E0/R2 ,

что и показано в виде прямой на графике выходных характеристик на рис.4. Точка пе­ресечения статической нагрузочной характеристики (1) и выходной характе­ристики IК(UКЭ) для IБП дает рабочую точку или точку покоя. Ее стараются выбирать на середине линейного участка нагрузочной харак­теристики каскада. Выбор положения рабочей точки каскада можно осуществить путем изменения тока покоя базы IБП подбором номинала резистора R1. Такой режим работы каскада называют линейным или режимом класса А.

Если UСМ=0, то рабочая точка находится IК= 0, UКЭ= E0 и усилению подвергаются сигналы только положительной полярности Uвх>0. Такой режим работы усилительного каскада называется режимом класса В.

2.3. Анализ работы каскада с ОЭ по полезному сигналу (динамический режим). Для удобства анализа работы активного элемента представим его в виде эквивалентной схемы. Это можно сделать при условии постоянства пара­метров активного элемента для малых изменений входных и выходных напряжений и токов. Применяют метод замещения активного элемента четырехполюсником, описываемым через матрицы Y, H и т. д. параметров. Другой метод заключается в замене транзистора его эквивалентной так называемой физической моделью.

На рис. 6 представлена упрощенная эквивалентная физическая модель би­полярного транзистора (без учета емкостей p–n переходов) в активном режиме.

Рис. 6

На схеме RЭ, RК, RБ − объемные сопротивления эмиттера, базы и коллектора, а DIК = bDIБ – управляемый током базы источник тока коллектора. Будем рассматривать малые изменения входного сигнала DUВХ в виде изменения DIБ, DIЭ и DIК. Для таких изменений параметры транзистора RЭ, RК, RБ и b будем считать постоянными. Тогда транзистор можно представить в виде линейного четырехполюсника, провести анализ его работы линейными методами и найти его основные характеристики. Будем предполагать также, что источники постоянного напряжения UСМ и E0 идеальные, их внутренние сопротивления равны нулю и они на эквивалентной схеме по переменной составляющей могут быть заменены коротким замыканием (КЗ). Тогда для анализа усилительного каскада с ОЭ по полезному сигналу его эквивалентную схему можно представить в виде, показанном на рис.7.

Рис.7

При RК >>RЭ, RБ сопротивление коллектора RК можно не учитывать. Найдем входное сопротивление эквивалентной схемы с учетом введен­ных на ней обозначений. Оно будет равно

RВХ= R1 + (UВХ/DIБ) =R1+ [(DIБ RБ+ DIЭ RЭ)/DIБ]=R1+RБ+(1+b)RЭ.

Выходное сопротивление каскада в режиме холостого хода (без нагрузки RН), с учетом бесконечно большого внутреннего сопро­тивления источника тока DIК=bDIБ, равно R2. Коэффициент передачи схемы без нагрузки по напряжению равен

KU ХХ= –DIК R2 /DIБRВХ = –bRВЫХ/RВХ . (2)

Определив основные параметры усилительного каскада с OЭ, его можно представить эквивалентной схемой, показанной на рис. 8.

Рис.8

Будем полагать, что источник сигнала UВХ имеет внутреннее сопротивление RГ. Найдем коэффициент передачи каскада по напряжению, току и мощности с учетом влияния RГ и RН. По определению коэффициент передачи по напряже­нию

KU=∆UН/UВХ= KU ХХ ·RВХ RН/[(RВХ +RГ)(RВЫХ+RН)]= KU ХХ ·gвх gвых, (3)

где gвх и gвых безразмерные параметры, определяющие потери коэффициента передачи KU ХХ на входе и выходе усилительного каскада соответственно, ∆UВЫХ= UВХ ·KU ХХ, а ∆UН= ∆UВЫХ · RН/(RВЫХ+RН) − выходное напряжение на нагрузке.

Найдем коэффициент передачи схемы по току

KI=Iвых/Iвх= KU ХХ RВХ/(RН+RВЫХ).

Коэффициент передачи схемы по мощности можно найти в виде произведе­ния

KP=KI KU .

Из выражения (3) видно, что RВХ>>Rг и RВЫХ<<RН увеличивает gвх и gвых, однако при этом снижается KUХХ (смотри выражение (2)) и величина KU. Возникает известная неопределенность в выборе параметров RВХ и RВЫХ.

3. Контрольные вопросы

1. Что называется входной и выходной характеристикой транзистора?

2. Какие параметры схемы можно найти с использованием входной и вы­ходной характеристик?

3. Как проводится анализ работы каскада в статическом режиме в классе А и В?

4. Поясните работу каскада с ОЭ по переменной составляющей с учетом схемы замещения тран­зистора.

5. Найдите, при каком значении RН усилительный каскад с ОЭ дает максимальное значение KP?

4. Список литературы

1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.

2. Нефедов радиоэлектроники: учеб. для вузов/ − М.: Высш. шк.,2000.

3. Ногин электронные устройства: учеб. Пособие/. / НГТ, 1992.

4. , Промышленная электроника/ , − М.: Энерго­атомиздат, 1988.

5. Опадчий и цифровая электроника: учеб. для вузов /, , ; под ред. − М.: Горячая линия−Телеком, 2007.

Лабораторная работа № 2

Исследование работы усилительного каскада

на биполярном транзисторе с общим коллектором

1. Цель работы

Изучение методов расчета и анализа работы простейшей схемы усили­тельного каскада в схеме с общим коллектором (ОК) на биполярном транзисторе.

2. Краткие теоретические сведения

Рассмотрим работу простейшего усилительного каскада с общим коллектором представленную на рис. 1.

Рис.1

На ней UВХ − источник полезного сигнала, UСМ и E0 − источники постоянного напряжения. Источник напряжения E0 называется источником питания схемы, а UСМ создает на базе транзистора постоянный положительный потенциал, смещающий переход база – эмиттер транзистора в прямом направлении и вызывающий постоянный ток покоя базы во входной цепи:

. (1)

Анализ работы схемы в статическом режиме заключается в выборе положения рабочей точки каскада на середине статической нагрузочной характеристики. В этом случае для UВХ=0 падение постоянного напряжения на резисторе R1 равно примерно половине напряжения источника питания UВЫХ≈ ≈E0/2. Из (1) видно, что это можно обеспечить правильным выбором напряжения смещения UСМ. В реальных схемах напряжение смещения поступает во входную цепь от источника питания E0.

Проведем анализ работы каскада с ОК по полезному сигналу. Как будет показано далее, схема обладает высоким входным и низким выходным сопротивлением, однако ее KU»1. Наличие рези­стора R1 в выходной цепи каскада создает отрицательную обратную связь по току. Как было указанно ранее, наличие UСМ создает IБП и через резистор R1 те­чет ток покоя IЭП=(1+b)IБП.

На выходе схемы имеем UЭП=IЭПR1. Данное на­пряжение суммируется с входным напряжением, так что UБЭ=UВХ+UСМ–UЭП. Из последнего выражения видно, что с ростом тока эмиттера IЭП, например, из-за увеличения температуры окружной среды, растет UЭП, происхо­дит снижение UБЭ и тока базы, что приводит к возврату рабочей точки в ис­ходное состояние. Таким образом, наличие R1 приводит к появлению отрицательной обратной связи по току в схеме и обеспечивает температурную стабилизацию рабочей точки каскада.

Найдем характеристики каскада по переменной составляющей. Для этого транзистор заменим его эквивалентной схемой. Тогда с учетом иде­альности источников постоянного напряжения и для малых изменений входного сиг­нала эквивалентная схема по переменной составляющей имеет вид, показанный на рис.2.

Рис.2

Полагая, как и ранее RК >>RЭ, найдем входное сопротивление каскада:

RВХ=UВХ/DIБ.

Из схемы видно, что UВХ=DIБ(RБ+(1+b)RЭ)+DIЭR1 и, вводя обозначение Rвхэ=RБ+(1+b)RЭ, имеем RВХ=Rвхэ+(1+b)R1»b R1.

Соответственно коэффициент передачи каскада по напряжению без учета на­грузки

KU ХХ=DIЭR1/DIБRВХ=(1+b)R1/(R вхэ+(1+b) R1)»1,

поскольку реально Rвхэ<<(1+b)R1.

Найдем выходное сопротивление каскада. Оно будет определяться параллельным соединением выходного сопротивления R1 и сопротивлением, образуемым входной частью каскада R1||(DUВЫХ/DIЭ). Для выходного сопротивления каскада имеем

RВЫХ=R1||(DUВЫХ / DIЭ),

где DUВЫХ/DIЭ= DIБRвхэ/DIЭ=Rвхэ / (1+b). Найденная величина оказывается, как правило, много меньше величины сопротивления в цепи эмиттера R1, поэтому она и обеспечивает общее низкое сопротивление выходной цепи

RВЫХ ≈DUВЫХ / DIЭ = Rвхэ / b.

Усилительный каскад с ОК может быть представлен в виде активного четырехполюсника, показанного на рис. 3.

Рис.3

Найдем показатели усилительного каскада с ОК при неидеальном источнике входного сигнала, имеющего сопротивление RГ, и наличии нагрузки на выходе каскада. Для коэффициента передачи по напряжению имеем

KU=UН/UВХ= KU ХХ ·RВХ RН/[(RВХ +RГ)(RВЫХ+RН)]= KU ХХ ·gвх gвых≈gвх gвых.

Для коэффициента передачи по току можно найти

KI=Iвых/Iвх= KU ХХ RВХ/(RН+RВЫХ)≈ RВХ/RН.

Коэффициент передачи схемы по мощности можно найти в виде произведе­ния

KP=KI KU .

Проведенный анализ показывает, что схема усилительного каскада с ОК имеет высокое входное и низкое выходное сопротивления. Поэтому она может выполнять функции согласования входных и выходных сопротивлений двух последовательно включенных усилительных каскадов с ОЭ. Для выполнения согласования усилительный каскад с ОК ставится между каскадами с ОЭ.

3. Контрольные вопросы

1. Что называется входной и выходной характеристикой транзистора?

2. Какие параметры схемы можно найти с использованием входной и вы­ходной характеристик?

3. Проведите анализ работы схемы усилительного каскада с ОК в статическом режиме.

4. Проведите анализ работы схемы усилительного каскада с ОК по полезному сигналу и найдите его основные качественные показатели.

5. Проведите анализ работы усилительного каскад с ОК в режиме согласования при его установки между каскадами с ОЭ.

4. Список литературы

1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.

2. Нефедов радиоэлектроники: учеб. для вузов/ − М.: Высш. шк.,2000.

3. Ногин электронные устройства: учеб. Пособие/. / НГТ, 1992.

4. , Промышленная электроника/ , − М.: Энерго­атомиздат, 1988.

Лабораторная работа № 3

Исследование частотных характеристик резистивного

усилительного каскада на биполярном транзисторе

1. Цель работы

Изучение методов расчета и анализа частотной характеристики простейшей схемы резистивного усили­тельного каскада на биполярном транзисторе.

2. Краткие теоретические сведения

Проведем анализ частотной характеристики резистивного усилительного каскада. На рис.1 представлена схема простейшего транзисторного резистивного усилительного каскада в схеме с ОЭ.

Рис.1

Напомним кратко назначение элементов в схеме. Резистор и представляют собой делитель напряжения источника питания (на схеме не показан) и обеспечивают смещение рабочей точки транзистора в линейную область выходных характеристик.

Резистор R3 – коллекторная нагрузка, обеспечивающая наклон выходной статической характеристики. Ёмкость С1 обеспечивает развязку каскада по постоянной составляющей, а резистор R5 является нагрузочным. Резистор R4 обеспечивают температурную стабилизацию рабочей точки каскада по постоянной составляющей. Емкость С2 обеспечивает блокировку резистора R4 по переменной составляющей для обеспечения коэффициента усиления по полезному сигналу.

Для упрощения анализа схемы сделаем ряд допущений. Будем полагать, что С2 достаточно велика и её сопротивление в рабочем диапазоне частот по полезному сигналу равно нулю. Предполагаем также, что источник питания Е0 идеальный и его внутреннее сопротивление для переменной составляющей равно нулю. Полагаем, что входной сигнал достаточно мал, тогда транзистор можно заменить его эквивалентной линейной схемой.

Проведем анализ влияния входящих в схему элементов, при сделанных допущениях, на передаточную по частоте характеристику усилителя.

Эквивалентная схема каскада по переменной составляющей при сделанных допущениях представлена на рис.2.

Рис.2.

На схеме резистор RВХ эквивалентен параллельному соединению R1, R2 и входному сопротивлению база-эмиттер транзистора; RВЫХ эквивалентен параллельному соединению R3 и сопротивлению эмиттер-коллектор транзистора. Величина , где b – коэффициент усиления по току. Ёмкость СП – выходная паразитная ёмкость, которая складывается из емкости переходов эмиттер-коллектор транзистора и емкости монтажа.

Наличие ёмкостей в эквивалентной схеме усилительного каскада приводит к частотной зависимости его передаточной функции К(jw).Определим его К(jw) для области низких, высоких и средних частот.

2.1. Для области средних частот будем полагать

.

Тогда эквивалентная схема рис.2 может быть представлена в виде

где . Найдем коэффициент передачи схемы как отношение выходного и входного напряжений

(1).

2.2. В области верхних частот будем полагать, что , а эквивалентная схема имеет вид

Передаточная функция цепи может быть найдена как отношение напряжения падения на резисторе RЭКВ, к напряжению падения на RВХ. После упрощения можно получить

(2)

где К0 дается выражением (1), а tВ = RЭКВCП – постоянная времени цепи. Нетрудно видеть, что передаточная функция (2) имеет вид фильтра нижних частот с частотой среза wВ @ 1/tВ.

2.3. В области нижних частот будем полагать, что тогда эквивалентная схема цепи будет иметь вид, показанный на рис.3.

Рис.3

Найдем передаточную функцию цепи. После упрощений можно получить:

, (3)

где tН @ С1(RВЫХ +R5). Зависимость (3) имеет вид фильтра верхних частот с частотой среза wН @ 1/tН. Объединяя результаты (1), (2) и (3), можно получить суммарную передаточную характеристику , показанную на рис.4.

Рис.4

Из анализа видно, что на работу резистивного каскада в области нижних частот оказывают влияние величина разделительной емкости С1, чем она больше, тем wН меньше при постоянных RВЫХ и R5.

В области верхних частот на работу каскада оказывает влияние паразитная емкость СП, чем она меньше, тем wВ выше. Паразитная емкость СП зависит от конструктивных и технологических параметров транзистора, поэтому для СВЧ усилителей применяют специальные высокочастотные транзисторы.

В области средних частот коэффициент усиления каскада определяется отношением выходного сопротивления RЭКВ ко входному RВХ и величиной b транзистора.

3. Контрольные вопросы

1. Что называется входной и выходной характеристикой транзистора?

2. Какие параметры схемы можно найти с использованием входной и вы­ходной характеристик?

3. Поясните работу резистивного каскада по переменной составляющей в классе А.

4. Как провести анализ работы схемы и найти качественные показатели резистивного кас­када?

5. Поясните назначения элементов в схеме резистивного усилительного каскада.

6. Как проводится анализ работы каскада в статическом и динамическом режимах?

7. Поясните работу каскада и его эквивалентные схемы в области верхних, нижних и средних частот.

4. Список литературы

1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.

2. Нефедов радиоэлектроники: учеб. для вузов/ − М.: Высш. шк.,2000.

3. Ногин электронные устройства: учеб. пособие/. / НГТ, 1992.

4. , Промышленная электроника/ , − М.: Энерго­атомиздат, 1988.

5. Опадчий и цифровая электроника: учеб. для вузов /, , ; под ред. − М.: Горячая линия−Телеком, 2007.

Лабораторная работа № 4

Интегральный операционный усилитель
и активный Rc-фильтр

1. Цель работы

Изучение принципа работы интегрального операционного усилителя, выполняющего функции масштабного усилителя и активного RC–фильтра с 2т–мостом.

2. Краткие сведения из теории

Операционный усилитель (ОУ) — высококачественный интегральный усилитель напряжения многоцелевого назначения. Дифференциальный (разностный) вход и возможность подключения внешних цепей обратной связи практически неограниченно расширяет функциональные возможности ОУ, превращая его в основной унифицированный элемент современной интегральной схемотехники. ОУ широко используется в составе элементной базы аналоговых вычислительных устройств, аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей, генераторов функций, активных фильтров частот и многих других устройств.

Типовое обозначение ОУ в интегральной схемотехнике показано на рис. 1.

Рис. 1

Здесь Uвх 1,2, Uвых, — соответственно входные и выходное напряжения. Вход со знаком “минус” называют инвертирующим, со знаком “плюс” — неинвертирующим; +E, –E − напряжения двухполярного источника питания. Выходное напряжение является функцией разности входных напряжений:

Uвых= f(DUВХ),

где DUВХ = UВХ1 − UВХ2

В общем виде функция UВЫХ= f(DUВХ) является нелинейной, поскольку ограничена максимально допустимыми значениями +UMAX и –UMAX.

2.1. Основные параметры и применения ОУ

Операционные усилители с глубокой отрицательной обратной связью, используемые непосредственно для целей усиления напряжения, имеют ряд существенных преимуществ перед усилительными устройствами других классов, предназначенными для работы в тех же динамических диапазонах. ОУ с обратной связью обладают:

1) широкой полосой пропускания частот (DF=F2–F1) с высокой степенью равномерности АЧХ и ФЧХ во всем рабочем диапазоне частот от F1=0 до F2=FMAX;

2) большим, порядка 103¸106 коэффициентом усиления K=Uвых/(Uвх1–Uвх2) и высокой степенью линейности амплитудной характеристики в рабочем диапазоне;

3) высоким входным сопротивлением для синфазного сигнала (сигнала, одновременно воздействующего на оба входа ОУ) Rсф, достигающим величин порядка 105¸108 Ом, а также большим входным сопротивлением Rвх=Rcф×10–2 со стороны одного из входов, когда другой вход заземлен;

4) большим коэффициентом ослабления синфазного сигнала Ксф»103¸105;

5) низким выходным сопротивлением Rвых с минимальным значением до единиц Ом.

Из недостатков ОУ отметим: сложность совокупности схемотехнических, конструктивно-топологических и температурно-тепловых расчетов, выполняемых обычно на ЭВМ; склонность к самовозбуждению за счет обратных связей по внешним цепям; высокий уровень собственных шумов.

ОУ применяется в качестве основы устройств, выполняющих функции усиления, модуляции и детектирования, алгебраического суммирования, дифференцирования и интегрирования, фильтрации частоты, генерации и т. д. Рассмотрим реализации ОУ, получившие наибольшее распространение на практике.

2.2. Масштабный инвертирующий и неинвертирующий ОУ

2.2.1. Инвертирующим является усилитель, напряжение на выходе которого находится в противофазе (инверсно) по отношению ко входному напряжению.

В качестве интегрального усилителя напряжения широко используется ОУ с отрицательной обратной связью, существенно повышающей устойчивость усилителя. В большинстве практических схем отрицательная обратная связь реализуется через резистор R2 (рис. 2), что позволяет выбирать и регулировать коэффициент усиления ОУ.

Рис. 2

В этом случае величина дифференциального напряжения на входе DUвх=Uвых/K ничтожно мала по сравнению с выходным напряжением вследствие больших значений коэффициентов усиления K, что типично для ОУ, работающих в линейном режиме. Это означает, что при большом входном и малом выходном сопротивлениях ток, протекающий через резистор R1 входной цепи, равен току, проходящему через резистор R2 цепи обратной связи, а потенциал на неинвертирующем входе равен потенциалу на инвертирующем входе (в нашей схеме нулю). Отсюда следуют два принципиально важных свойства ОУ:

а) между входным и выходным напряжением имеется линейное соотношение, и в первом приближении дифференциальное входное напряжение DUвх можно считать равным нулю;

б) функциональные характеристики ОУ, охваченного отрицательной обратной связью, определяются параметрами цепи обратной связи.

На основании указанных свойств найдем, что

Uвх=iR1+DUвх»iR1, а Uвых=DUвх–iR2= – iR2,

следовательно, с учетом обратной связи коэффициент усиления ОУ (рис. 2)

K0=Uвых/Uвх»(–R2/R1).

2.2.2. На рис. 3 представлена схема неинвертирующего ОУ.

Рис.3

На основании ранее сделанных предположений напряжении обратной связи, поступающее на инвертирующий вход ОУ равно UОС ≈ UВХ. Для коэффициента усиления неинвертирующего усилителя можно найти

K0=UВЫХ/UОС=1+R1/R2.

Величина коэффициента усиления может изменяться как плавно, если R2 — переменное сопротивление, так и дискретно, если R2 — набор резисто­ров с различными величинами калиброванных сопротивлений. В последнем случае ОУ называют “масштабным” усилителем. Основное достоинство масштабного усилителя, например, перед обычным резисторным делителем напряжения, заключается в отсутствии влияния внутренних сопротивлений источников входных сигналов на коэффициент передачи усилителя.

2.3. ОУ — сумматор напряжения

В аналоговых вычислительных устройствах ОУ широко используется в качестве устройства сложения и вычитания напряжения. Так, например, ин­вертирующий ОУ, напряжение на выходе которого равно сумме напряжений, действующих на его входе, показан на рис. 3.

Рис.3

Действительно, в таком усили­теле

UВЫХ »– IR= – R ,

где I – ток через резистор R. Из выражения видно, что входные сигналы подвергаются суммированию с соответствующими весами, определяемыми величиной входных резисторов. В частности, при R1=R2=....=RM

UВЫХ= (– R/R1 ) =K0 .

Одновременно с суммированием происходит усиление напряжений входных сигналов с коэффициентом К0.

2.4. ОУ — аналоговый интегратор

Аналоговый интегратор − устройство, напряжение на выходе которого пропорционально интегралу от входного напряжения. Он широко применя­ется в аналоговых вычислительных машинах, генераторах функций, аналого-цифровых преобразователях и активных фильтрах.

Простейшая схема аналогового интегратора (рис.4) реализуется на ос­нове

Рис. 4

инвертирующего усилителя, если вместо резистора R2 в цепь обратной связи включить конденсатор емкостью С. При этом напряжение на выходе ОУ

UВЫХ=DUВХ – Uc» –Uc= –1/C IС dt= –1/RCUВХdt,

пропорционально интегралу от входного напряжения, что свидетельствует об интегрирующих свойствах рассмотренной схемы.

С точки зрения частотных свойств ОУ-интегратор может выполнять функции фильтра нижних частот, комплексный коэффициент передачи кото­рого

К(jw)»(–1/jw)RC.

Реальные свойства ОУ-интегратора ограничены конечным значением его коэффициентом усиления и полосы рабочих частот.

2.5. ОУ — аналоговый дифференциатор

Аналоговый дифференциатор (рис.5) реализуется из аналогового инте­гратора путем перестановки местами резистора и конденсатора.

Рис.5

Напряжение на его выходе пропорционально скорости изменения входного напряжения:

UВЫХ » – IR= – RC(dUВХ/dt).

По частотным свойствам аналоговый дифференциатор является фильт­ром высоких частот с комплексным коэффициентом передачи:

К(jw)=jwR C.

Прямо пропорциональная зависимость коэффициента передачи от час­тоты способствует пропусканию высокочастотных помех и усиле­нию собственных шумов, что препятствует широкому распространению таких элементов в аналоговых интегральных устройствах.

2.6. ОУ — активный RC–фильтр

В качестве активных RС–фильтров ОУ целесообразно использовать в области частот ниже 10 кГц, в которой индуктивности их пассивных аналогов дороги и имеют большие размеры, кроме того, их характеристики ухудшаются с уменьшением величины фильтруемых частот.

Выше было показано, что аналоговые интеграторы (рис. 4) и дифференциаторы (рис. 5) на ОУ являются активными ­фильтрами соответственно низких и высоких частот. Частотные характеристики фильтров заметно улучшаются, если в интеграторе парал­лельно, а в дифференциаторе последовательно с емкостью включить допол­нительный резистор R0, что ограничит коэффициент передачи активного фильтра.

Полосовой фильтр первого порядка может быть получен путем комбинации интегратора и устройства дифференцирования при последовательном их включении.

Рассмотренные активные фильтры первого порядка, однако, имеют спад логарифмической АЧХ 6дБ/октаву, что для некоторых практических задач может быть недостаточно. Поэтому на практике применяют активные фильтры более высоких порядков.

Примером многоконтурного активного фильтра второго порядка может служить структура, показанная на рис.6, где Y1 − Y5 проводимости используемых элементов. Из схемы

Рис. 6

видно, что многозвенная RC-цепь обеспечивает ООС ОУ. Анализ работы такой схемы с использованием законов Ома и Кирхгофа показывает, что ее операторный коэффициент передачи

,

где Yi – проводимость i-го элемента цепи. Выбирая в качестве элементов резисторы и емкости, можно получить ФНЧ, ФВЧ и ФПЧ.

Если Y2 и Y5 емкости, а остальные элементы − резисторы, то имееем ФНЧ с коэффициентом передачи:

,

где K0= -R2/R1 – коэффициент передачи фильтра в полосе прозрачности, wН= =1/R2R3C1C2 – частота режекции, d = wНС2/(Y1+Y2+Y3) – параметр, характеризующий форму АЧХ в районе частоты wН. На рис. 7 показан логарифмический коэффициент передачи активного ФНЧ второго порядка.

Рис. 7

Из рисунка видно, что K0 – параметр, определяющий коэффициент передачи активного фильтра в полосе прозрачности, wН – частота режекции активного фильтра, параметр d оказывает влияние на вид передаточной характеристики в районе wН.

Аналогично могут быть получены характеристики ФВЧ для которого Y2 ,Y5 – резисторы, а остальные элементы – емкости, и ФПЧ, для которого Y3 ,Y4 – емкости, а остальные элементы – резисторы.

Реализация узкополосного фильтра на основе ОУ может быть получена, если в цепь обратной связи включить мостовые схемы, например, двойной Т-образный мост, показанный на рис. 8.

Рис. 8

Амплитудно-частотная характеристика 2Т-моста имеет минимальный коэффициент передачи 0,2 на частоте wн=1/RC. Фазовая характеристика на этой частоте претерпевает разрыв, величина скачка которого равна p/2 (смотри рис.9).

Рис.9

Включение 2Т-моста в цепь обратной связи ОУ, например, по схеме рис. 10, существенно изменяет вид амплитудно-частотной характеристики устройства в целом, превращая его в узкополосный активный фильтр с высокой добротностью.

Рис.10

АЧХ такого фильтра имеет резонансный вид. Добротность Q такого RC–фильтра можно определить по аналогии с LCR–фильтрами как отношение резонансной частоты wР к ширине полосы пропускания Dw.

Рассмотренные выше примеры показывают, что путем изменения структуры цепей обратной связи можно не только изменять функциональные свойства устройств на основе ОУ, но и эффективно корректировать их частотные характеристики.

3. Контрольные вопросы

1. Что такое ОУ и где они применяются?

2. В чем заключаются функциональные особенности ОУ?

3. Назовите основные характеристики и параметры ОУ.

4. В каких случаях ОУ реализует функции суммирования, интегрирования и дифференцирования сигналов?

5. В чем преимущество масштабного усилителя перед обычным резистивным делителем?

6. Каковы принципы построения и отыскания параметров активных RC-фильтров?

4. Список литературы

1. Каяцкас радиоэлектроники/. − М.: Высш. шк., 1988.

2. Шило интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре/. – М.: Сов. радио, 1979.

3. Степаненко микроэлектроники/. – М.: Сов. радио, 1980.

4. Алексеенко / , . – М.: Радио и связь, 1982.

5. Полупроводниковая схемотехника/ У. Титце, К. Шенк. – М.: Мир, 1982

Лабораторная работа № 5

Генерирование гармонических колебаний

1. Цель работы

Изучение методов расчета и анализа работы автогенераторов гармонических колебаний.

2. Краткие теоретические сведения

2.1. Введение

Генератором гармонических колебаний называют устройство, в котором энергия источника питания преобразуется в энергию гармонического колебания без постороннего возбуждения. Такие генераторы называются иногда автогенераторами. Генераторы можно классифицировать:

·  непрерывные и импульсные;

·  гармонические и специальной формы.

Если основным узлом генератора гармонического колебания является колебательный контур, то такой генератор называется LC-генератором. Для возбуждения колебаний в контур с помощью регулятора должна периодически поступать энергия источника питания. Для того чтобы энергия источника питания поступала в колебательный контур синхронно с генерируемым в нем колебанием, из контура в цепь регулятора заводится цепь обратной связи. Таким образом, обобщенную схему автогенератора гармонических колебаний можно представить в виде, показанном на рис.1.

Цепь обратной связи

 

Рис.1

В качестве регулятора часто применяются такие активные элементы, как лампа, транзистор, операционный усилитель (ОУ). Колебательный контур может представлять собой узкополосную резонансную систему с высокой степенью добротности. Цепь обратной связи (ОС) обеспечивает поступление части энергии колебательного контура на вход активного элемента. Обратная связь может осуществляться как за счет частичного включения колебательного контура, так и путем трансформации части энергии через индуктивную связь.

Механизм возникновения гармонических колебаний можно трактовать следующим образом. В момент запуска генератора в колебательном контуре могут возникать флюктуации токов и напряжений. Благодаря ОС, часть энергии этих колебаний поступает на вход усилителя, усиливается и попадает в узкополосную резонансную систему, где происходит фильтрация частоты генерируемых колебаний.

В начальной стадии рассмотренный процесс приводит к монотонному увеличению амплитуды генерируемых колебаний. По мере роста амплитуды колебаний выходные каскады усилителя переходят в режим насыщения, и она стабилизируется. В стационарном режиме работы автогенератора энергия, отбираемая из источника питания, расходуется на компенсацию потерь в колебательном контуре, цепи ОС и нагрузке.

Проведем анализ работы автогенератора гармонических колебаний и выясним методы отыскания частоты и амплитуды стационарных колебаний, а также условия его самовозбуждения.

2.2. Уравнение автогенератора

Пусть в качестве активного элемента в автогенераторе используется операционный усилитель. На рис.2 представлена простейшая схема автогенератора на ОУ.

Рис.2

ОУ имеет две ветви обратной связи: отрицательная обратная связь (ООС), состоящая из резисторов R1 и R2 и положительная обратная связь (ПОС), состоящая из резистора R3 и параллельного колебательного контура. Для упрощения анализа работы схемы будем полагать, что ОУ является идеальным: имеет бесконечно большой коэффициент усиления, входные сопротивления по обоим входам и нулевое выходное сопротивление.

Для узла, образуемого индуктивностью, емкостью, резистором R3, пренебрегая входным током ОУ со стороны неинвертирующего входа, в соответствии с первым законам Кирхгофа, можно записать

IR=IC+IL . (1)

Выразим эти токи через соответствующие напряжения:

. (2)

Полагая, что UВЫХ/UВХ = K – коэффициент усиления ОУ, охваченного ООС, и дифференцируя (2) по времени, после несложных преобразований можно получить

, (3)

где 2a =(1-К)/R3C - коэффициент затухания, а w20=1/LC – собственная частота автогенератора. Уравнение (3) является основным дифференциальным уравнением, описывающим процессы, происходящие в автогенераторе. Его особенность состоит в том, что оно является нелинейным ввиду того, что коэффициент усиления К в общем случае является нелинейной функцией входного напряжения UВХ.

Для приближенного решения уравнения (3) будем предполагать, что амплитуды генерируемых колебаний малы и коэффициенты в уравнении (3) постоянны. Результат решения линеаризованного уравнения представляет собой гармоническое колебание с экспоненциальным амплитудным множителем:

,

где U(0) – начальный заряд емкости, wР = – резонансная частота автогенератора. Характер амплитуды возникающих колебаний определяется коэффициентом затухания. Возможны три различных случая в зависимости от значения коэффициента затухания a:

1.  a = 0, К = 1 – генерируется гармоническое колебание с постоянной амплитудой;

2.  a < 0, К > 1 – генерируемое колебание возрастает по амплитуде;

3.  a > 0, К < 1 – генерируемое колебание убывает по амплитуде.

Проанализируем полученные решения и найдем необходимые условия самовозбуждения генератора. При отрицательном значении коэффициента затухания (случай 2) амплитуда генерируемых колебаний возрастает и ОУ переходит в нелинейный режим работы. Это приведет с одной стороны к искажению формы колебаний (они будут отличаться от гармонических), с другой – к стабилизации амплитуды колебаний и, фактически, переходу к решению по случаю 1. Заметим, что при этом также не будет выполняться предположение о малости амплитуды генерируемых колебаний и постоянства коэффициентов в уравнении (3). Гармоническая форма колебаний генератора будет восстановлена после фильтрации гармоник в высокодобротном колебательном контуре, для которого справедливо wР»w0. Решение уравнения (3) по случаю 2 соответствует тому, что потери энергии генерируемых колебаний в системе меньше, чем количество энергии, поступающее в систему от источника питания. Поэтому сколь угодно малое возмущение в колебательном контуре приводит к возникновению генерации колебаний. Очевидно, решение по случаю 3 соответствует тому, что потери в системе велики и генерация колебаний невозможна.

2.3.  Условия самовозбуждения и стационарный режим работы автогенератора

Решение уравнения (3) было получено при условии малости амплитуды гармонических колебаний. С ростом амплитуды этих колебании необходимо учитывать нелинейность зависимости K(UВХ).

Рассмотрим квазилинейный метод решения уравнения (3). В стационарном состоянии автогенератор работает в режиме ограничения амплитуды выходного сигнала за счет нелинейности его характеристики K(UВХ). Это приводит к тому, что после усиления сигнала в ОУ его форма отличается от синусоидальной, а в спектре присутствуют гармоники, кратные ωР. Затем эти гармоники фильтруются в колебательном контуре и часть этого сигнала поступает вновь через цепь обратной связи на вход активного элемента. Поэтому для анализа работы автогенератора важно знать связь между амплитудой входного сигнала UВХ и величиной амплитуды напряжения первой гармоники UВЫХ1 активного элемента (в нашем случае ОУ). Эту связь можно установить для каждого вида конкретной нелинейности через введение понятия среднего коэффициента усиления ОУ:

KСР(UВХ)= UВЫХ1 / UВХ, (4)

где UВХ и UВЫХ1 — комплексные амплитуды генерируемого колебания на входе и выходе ОУ соответственно.

Представим автогенератор как усилитель с нелинейной характеристикой KСР(UВХ) и контуром в цепи ПОС, на вход которого поступает напряжение обратной связи Uос после цепи ОС с комплексной передаточной функцией b (рис.3).

 

Рис.3

Тогда из условия стационарности работы такой схемы можно получить

UВХ= UОС. (5)

Напряжение ОС для произвольной частоты генерации можно записать в следующем виде:

UОС =UВХ=b UВЫХ1. (6)

С другой стороны,

UВЫХ1 = KСР UВХ. (7)

Подставляя (7) в (6) и учитывая условия стационарности (5), окончательно имеем

b KСР =1. (8)

Последнее равенство можно представить в виде условия баланса амплитуд

ïb Kсрï=1 (9)

и условия баланса фаз:

jК+jОС=2pn, (10)

где jК – набег фазы в ОУ, jОС – набег фазы в цепи ОС, а n=0,1,2,...целое.

Из условия баланса фаз следует, что в стационарном режиме сумма фазовых сдвигов по цепи обратной связи равна 2pn. То есть на вход автогенератора напряжение ОС поступает в фазе с генерируемым колебанием. Поэтому из условия баланса фаз можно найти частоту генерируемых колебаний wР.

Из условия баланса амплитуд вытекает, что коэффициент усиления по петле обратной связи равен единице. Величина b не зависит от амплитуды входного сигнала. Величина KСР является нелинейной характеристикой амплитуды входного сигнала. Поэтому условие баланса амплитуд определяется как точка пересечения | KСР | (сплошная линия) с постоянной |1/ b|= | KСР | = K0 (рис.4).

 

| KСР |

K0

UСТ1 UСТ2 UСТ UВХ

Рис.4

Из графика видно, что величина | KСР | падает с ростом амплитуды UВХ сигнала на входе системы. Поскольку величина коэффициента усиления по петле обратной связи K0= |1/b| постоянна и не зависит от Uвх, то условие баланса амплитуд будет выполняться в точке пересечения K0=| KСР |. Амплитуда UВХ в этой точке будет равна амплитуде стационарных колебаний Uст=Uвх. Легко проверить, что эта точка соответствует устойчивому состоянию равновесия системы. Если амплитуда входного сигнала возрастает от значения Uст, то за счет уменьшения | KСР | произойдет уменьшение коэффициента усиления в нелинейном усилителе, что приведет к возврату в устойчивое состояние равновесия. Аналогично при уменьшении Uвх усиление возрастает.

Для некоторых активных элементов нелинейная зависимость среднего коэффициента передачи | KСР | от Uвх может проявляться уже для малых значений Uвх. При этом средний коэффициент передачи может иметь несколько точек пересечения с прямой обратной связи, как это показано на рис.4 пунктиром. С учетом изложенного ранее, нетрудно показать, что точка А и UСТ1 соответствует неустойчивому состоянию равновесия, а точка В и UСТ2 — устойчивому состоянию равновесия. В отличие от ранее рассмотренного случая генерирование колебаний в такой системе может произойти только при подаче на вход активного элемента внешнего воздействия, амплитуда которого превышает UСТ1. Такой режим возникновения колебаний называется “жестким” в отличие от “мягкого”, рассмотренного выше.

Равноценным подходом определения стационарной амплитуды генерируемых колебаний является ее графическое определение из колебательной характеристики. Колебательной характеристикой называется зависимость выходной амплитуды первой гармоники генерируемых колебаний UВЫХ1 от амплитуды сигнала на входе UВХ активного элемента. В рассмотренном ранее случае эта зависимость

UВЫХ1 = K( UВХ) UВХ . (11)

Колебательную характеристику можно снять экспериментально. Для этого необходимо разорвать цепь обратной связи автогенератора, подать на вход нелинейного элемента гармоническое колебание амплитуды UВХ и замерить амплитуду первой гармоники напряжения UВЫХ1 на выходе ОУ. Соответственно зависимость амплитуды первой гармоники от величины сигнала на выходе цепи обратной связи можно представить с учетом (5) и (7) в виде

UВЫХ1=(1/b) UВХ. (12)

Очевидно, точки пересечения зависимостей (11) и (12) и дадут величину стационарных колебаний в автогенераторе. Точки пересечения могут давать как устойчивое, так и неустойчивое состояние равновесия системы.

2.4. Трехточечные автогенераторы гармонических колебаний

Рассмотренный ранее автогенератор с колебательным контуром в цепи ПОС называют LC-генератором. В большинстве схем LC-генераторов напряжение ОС снимается с части колебательного контура для сохранения его высокой добротности. Поскольку контур при этом имеет три точки подключения, то схемы LC-генераторов получили название трехточечных.

Упрощенная структурная схема трехточечного автогенератора, построенного на базе ОУ, представлена на рис.5.

Рис.5

В схеме реактивные элементы c комплексными сопротивлениями Z1, Z2, Z3 образуют идеальный (без потерь) колебательный контур. Предполагая, что входное сопротивление ОУ велико по сравнению с импедансами элементов контура, находим, что ток IВХ=UВЫХ/(Z1+Z3). Тогда напряжение на входе ОУ равно UВХ=UВЫХ Z3/(Z1+Z3). Коэффициент передачи по цепи ОС равен b= UВХ/ /UВЫХ= Z3/(Z1+Z3).

На резонансной частоте сопротивление контура чисто активное и равно

Z1+ Z2+ Z3=0. (13)

Учитывая, что ОУ включен как неинвертирующий усилительный каскад и jК=0, условие баланса фаз (10) выполняется, если jb=2pn. Это условие можно обеспечить, если Z1 и Z3 одного знака, т. е. одинаковые (либо индуктивности, либо емкости). Для выполнения (13) второй элемент Z2 должен иметь знак, противоположный знаку элементов Z1 и Z3. Отсюда получаются два варианта построения трехточечных генераторов: индуктивная трехточка (генератор Хартли) и емкостная трехточка (генератор Колпитца).

2.5. RC-генераторы

Технические характеристики и показатели LC-генераторов в диапазонах низких частот (НЧ) существенно ухудшаются вследствие резкого возрастания величин индуктивностей и емкостей колебательных контуров и соответствующих им размеров катушек индуктивности и конденсаторов. Поэтому в НЧ-автогенераторах вместо колебательных систем и цепей ПОС используют частотно-избирательные RC-цепи и ОУ.

Напряжение ПОС в RC-генераторах на ОУ можно подавать как на инвертирующий, так и на неинвертирующий входы. В схемах RC-генераторов с неинвертирующим включением ОУ частотно-избирательная цепь ПОС не должна вносить фазового сдвига в выходной сигнал. В RC-генераторах с инвертирующим включением ОУ, наоборот, RC-цепь ПОС на частоте генерации должна сдвигать фазу на угол, кратный jb=p.

Наибольшее распространение в радиоэлектронике получили автогенераторы с фазосдвигающей RC-цепью и с мостом Вина в цепи обратной связи.

Рассмотрим автогенератор с фазосдвигающей RC-цепью. Такой автогенератор может содержать инвертирующий ОУ и трехзвенную RC-цепь ПОС (рис. 6).

Рис. 6

Схема автогенератора состоит из трехзвенной RC-цепи с комплексным коэффициентом передачи

b(jw)=,

где t=RC – постоянная времени цепи, fК = 1/(2pRC) – частота квазирезонанса, на которой фазовый сдвиг равен jb(2p fК) = p, а b(2p fК) = 1/29. Поскольку ОУ включен как инвертирующий усилительный каскад, то условие баланса фаз будут выполняться на частоте квазирезонанса. Для генерации гармонических колебаний необходимо обеспечить выполнение баланса амплитуд, при котором коэффициент усиления ОУ ïKï=R2/R1>29. Как видно из приведенных выражений, частота генерации определяется параметрами внешних элементов ОУ. Недостатком RC-генераторов является довольно большое количество элементов в петле ПОС и как следствие трудность перестройки частоты генерации в широких пределах. Поэтому чаще применяют генераторы с неинвертирующим включением ОУ и мостом Вина в цепи ПОС.

RC-генератор с мостом Вина имеет более компактную структуру построения схемы. В цепь ООС такого генератора включен мост Вина (рис.7).

Рис.7

На рис. 7 справа показана частотная и фазовая характеристики моста Вина. Из них видно, что на частоте квазирезонанса fК = 1/(2pRC) коэффициент передачи цепи ОС равен b(2pfК) =1/3, а фазовый набег – нулю. Значит, самовозбуждение автогенератора возможно при выполнении условия баланса амплитуд ïKï=1+R2/R1>3. Перестройка частоты такого генератора обычно производится с помощью сдвоенного конденсатора.

3. Контрольные вопросы

1. Поясните принцип работы обобщенного автогенератора с цепью ПОС.

2. Каковы особенности построения и работы автогенератора с колебательным контуром в цепи ПОС на ОУ?

3. Каковы условия самовозбуждения автогенератора? На какие вопросы дает ответ линейная теория автогенератора?

4. Каким образом обеспечивается баланс амплитуд и фаз в LC-генераторе гармонических колебаний на ОУ?

5. Что такое колебательная характеристика и прямая обратной связи? Как с их помощью определить амплитуду стационарных колебаний и исследовать устойчивость состояний равновесия системы?

6. Что такое “мягкий” и “жесткий” режим самовозбуждения автогенератора?

7. Что такое обобщенная трехточечная схема генератора? Объясните принцип работы индуктивной и емкостной трехточечных схем генераторов. Каким образом в них выполняется условие баланса амплитуд и фаз?

8. Объясните принцип работы RC-генераторов. Каковы характерные особенности RC-генераторов?

9. Какие факторы влияют на частоту генерирования RC-генераторов? Отчего зависит стабильность их работы?

4. Список литературы

1. Нефедов радиоэлектроники/. – М.: Высш. шк., 2000. С.243 – 259.

2. Каяцкас радиоэлектроники/. – М.: Высш. шк., 1988. С. 267–281.

3. Гоноровский цепи и сигналы/. – М.: Сов. радио,1977. С.323–359.

4. Зернов радиотехнических цепей/ , . – М.: Энергия,1972. С.694–713.