Резонансные преобразователи

2.4. Резонансные преобразователи

В отличие от рассмотренных преобразователей, имеющих прямоугольную, разрывную форму переключаемых токов и напряжений, резонансные преобра­зователи передают энергию от источника в нагрузку при синусоидальной фор­ме токов и напряжений или приближающейся к ней, в частности пульсирующего вида. В зависимости от выбора параметров моменты переключения силового тран­зистора характеризуются либо нулевым током, либо нулевым напряжением. По сравнению с рассмотренными преобразователями в резонансных меньше потери мощности на коммутационные процессы переключения и ниже электрические нагрузки элементов. Однако активные потери энергии обычно выше, поскольку синусоидальной форме тока соответствует более высокое действующее значение и в схеме присутствуют защитные полупроводниковые диоды. Резонансные пре­образователи являются более сложными как по схемотехнике, так и по сущности происходящих в них процессов, вследствие чего они в настоящее время имеют существенно меньшее распространение в преобразовательной технике. Вместе с тем они позволяют существенно повысить частоту преобразования, улучшить массогабаритные характеристики и снизить уровень электромагнитных и элект­ростатических помех, как в самом преобразователе, так и на входных и выходных шинах [67].

В преобразователях с прямоугольной формой переключаемых токов и напряжений существующая схемотехника и реальная элементная база обусловливают оптимальную частоту преобразования в несколько десятков килогерц. Иногда I частоту повышают до нескольких сотен килогерц. Наличие индуктивностей рассеяния силового трансформатора, а также емкостей и инерционности полупроводниковых приборов, приводит к индуктивному характеру нагрузки при выключении силовых транзисторов и емкостному при их включении. Это вызывает значительные перегрузки полупроводниковых приборов по току и напряжению. Кроме того, большие скорости переключения тока и напряжения обусловливают сильные импульсные помехи, проникающие через паразитную емкостную связь как конструктивную, так и внутри элементов (эффект Миллера). Вредное влияние этих паразитных связей становится более ощутимым при повышении частоты преобразования и увеличении быстродействия полупроводниковых приборов (например, при использовании полевых транзисторов и диодов Шотки).

В резонансных преобразователях применяют два метода формирования процессов коммутации полупроводниковых приборов. Первый состоит в переключении полупроводниковых приборов при нулевом токе, второй—при нулевом, напряжении. Функциональные схемы силовых ключей, реализующие возможность переключения при нулевом токе (ПНТ) и при нулевом напряжении (ПНН),] приведены на рис. 2.7, а, б. В схемах ПНТ получение нулевого тока при включении силового ключа S обеспечивается индуктивностью Lp резонансного контурa LpCp. В схемах ПНН нулевое напряжение при включении и выключении силового ключа 5 обеспечивается конденсатором Ср. аналогичного резонансного контура. Очевидно, что режимы ПНТ или ПНН могут быть реализованы лишь при определенных фазовых соотношениях процессов в колебательных контурах, состоящих из Lp и Ср. Поэтому наиболее часто в стабилизирующих резонансных преобразователях используют частотно-импульсную модуляцию (ЧИМ) с постоянной длительностью импульса или

Рис 2.7. Функциональные схемы силовых ключей для резонансных преобразо­вателей, переключающих сигнал при:

а — нулевом токе (ПНТ); б — нулевом напряжении (ПНН)

паузы коллекторного тока силового транзистора. На схемах, изображенных на рис. 2.7, а, о, ключи S в условном виде отобра­жают транзисторы (полевые или биполярные), которые при наличии в схеме ко­лебательных процессов должны быть защищены диодами от напряжения об­ратной полярности. Диоды могут быть включены как последовательно, так и па­раллельно силовым электродам транзистора. То или иное включение диодов оп­ределяет рабочие характеристики резонансного преобразователя.

Схемы включения силовых транзисторов (условно приняты биполярные) с защитными диодами приведены на рис. 2.8 [67]. Ключи на рис. 2.8, а являются схемами ПНТ с однополупериодным режимом работы, на рис. 2.8, б с двухпо-лупериодным режимом, на рис. 2.8, в—схемами ПНН с однополупериодным, на рис. 2.8, г — с двухполупериодным режимом. Термины однополупериодный и двухполупериодный в данном смысле означают следующее. Если наличие защит­ного диода препятствует обмену энергией между реактивными элементами Lp и Ср, а значит, и токами различного направления, то такая схема является однополупериодной. В двухполупериодной схеме обмен энергией между £р и Ср происходит в течение любого рабочего полупериода преобразователя. В соответ­ствии с этим видно, что для схем на рис. 2.8, а, в имеет место однополупериодный режим работы, так как в первой схеме диод VD препятствует обратному протеканию тока через индуктивность Lp, а во второй схеме наличие диода VD препятствует появлению

Рис. 2.8. Варианты включения транзисторов в силовых ключах резонансных пре­образователей:

а - схема ПНТ с однополупериодным режимом работы; б — схема ПНТ с двухполупериод-режимом работы; в — схема ПНН с однополупериодным режимом работы; г — схема ПНН с двухполупериодным режимом работы

рис. 2.9.. Схемы резонансных ОПН с различным включением колебательного контура и схемой ключа ПНТ

напряжения отрицательной полярности на конденсаторе Ср В схеме на рис. 2.8, б наличие диода VD способствует обмену энергией между Lp и Ср. В схемах ПНТ защитный диод для обеспечения двухполупериодного режима работы включается параллельно силовому транзистору, а в схемам ПНН — последовательно. Эта обратимость определяется принципом дуально-сти токов и напряжений в индуктивных и конденсаторных электрических цепях

Таким образом, свободные колебания в силовом каскаде резонансного пре-образователя обеспечиваются лишь при использовании двухполупериодного режима работы ключа. Однополупериодный режим работы ключа предопределяет возможность возникновения колебаний лишь в определенные полупериоды работы схемы.

Рассмотренные принципы построения ключей могут быть применены для pe - ализации большого числа резонансных преобразователей [67]. Некоторые из них, где использованы ключи ПНТ, приведены на рис. 2.9. Схемы на рис.2.9,а, б являются ОПНП и отличаются друг от друга включением резонансного конденсатора Ср. Пример резонансного ОПНО показан на рис. 2.9, в, где конденса­тор Ср. по аналогии с рис. 2.9, б может быть подключен параллельно Ln и CP На рис. 2.9, г, д показаны схемы резонансных преобразователей с разделительным конденсатором. В первой схеме он выполняет роль резонансного (Ср), во второй — в схему введен внешний резонансный контур Ln Ср, определяющий peзонансные процессы, а собственная частота контура L1C1 существенно нижа резонансной.

Приведенные схемы преобразователей работают как с однополупериодными ключами, так и с двухполупериодными. При этом изменяются выходные характеристики. В частности, в [67] получено следующее выражение, определяющее вы­ходное напряжение резонансного ОПНП при п = 1:

Составляющие этого уравнения определяются следующим образом. Время t3ap заряда резонансного дросселя Lp при включении ключа до уровня тока /0, ра­нее существовавшего через диод VD2 (см. рис. 2.3),

Интервал времени резонанса, когда входной ток от значения I0, пройдя через максимум, уменьшится до нуля

а для двухполупериодного

Интервал времени разряда конденсатора Ср до уровня нулевого напряжения

Как показывает анализ выходной характеристики, выполненный в [67], в однополупериодном режиме работы выходное напряжение существенно зависит от сопротивления нагрузки, а в двухполупериодном режиме такая зависимость практически отсутствует и соответствует аналогичному преобразователю с пря­моугольной формой переключаемых токов и напряжений. Практически зависи­мость выходного напряжения от сопротивления нагрузки в однополупериодном режиме объясняется отсутствием двунаправленной передачи энергии в резонанс­ном контуре, в частности в первичный источник при малых нагрузках. В выра­жении (2.29) роль параметра, определяющего сопротивление нагрузки, играет

Входной ток преобразователя содержит две составляющие — постоянную I0 и переменную, определяемую входным напряжением Еа и характеристиче­ским сопротивлением Za. Амплитуда переменной составляющей тока заряда ин­дуктивности Lp всегда должна быть больше уровня постоянной. Вследствие это­го имеется ограничение на максимальное значение тока нагрузки (тока I0), превышение которого ведет к потере возможности переключения при нулевом то-

Кроме рассмотренных, возможно построение резонансных преобразователей самого различного типа, включая ДПН, а также импульсных стабилизаторов

.

Преобразователи, реализованные с применением ключей ПНН, приведены на рис. 2.10 [671. Схемы на рис 2 10, а. 6 являются ОНПО с различным включением резонансного конденсатора Ср

Рис. 2.10. Схемы резонансных ОПНО с различным включением колебательного контура и схемой ключа ПНН

Аналогично могут быть построены схемы ОПНП. Резонансные преобразователи с разделительным конденсатором С1 при­ведены на рис. 2.10, в, г, которые отличаются различным включением резонанс­ного контура LpCp. Как и в предыдущих схемах, здесь может быть реализован как однополупериодный режим ключа, так и двухполупериодный, посредством применения схем на рис. 2.8. В однополупериодном режиме, как и в предыдущих схемах ПНТ, выходное напряжение существенно зависит от сопротивления на­грузки, в духполупериодном - не зависит. Причина та же, что и для схем ПНТ. Однако, как это следует из схемы на рис. 2,8, г, для реализации двухполупериодного режима требуется подключить последовательно с транзистором диод, в от­личие от схем ПНТ. Особый интерес представляет схема ОПНО на рис. 2.10, б. Если в ней в качестве индуктивности Lp воспользоваться индуктивностью рассе­яния обмоток трансформатора TVC, а вместо конденсатора Ср - емкостью коллекторно-эмиттерного перехода силового транзистора (или сток-исток полевого), то данный преобразователь будет иметь минимальное число компонентов, сохра­няя при этом свойство переключения при нулевом напряжении.

В преобразователях ПНН существует нижняя граница тока нагрузки, ниже которой переключение при нулевом токе становится невозможным. Ток через ключ имеет примерно прямоугольную форму, благодаря чему ток ключа имеет меньшее эффективное значение, что позволяет свести к минимуму активные по­тери.

Сравнительный анализ схем преобразователей с ключами ПНТ и ПНН опре­деляет их следующие характерные черты [67]. Управление силовыми ключами схем ПНТ осуществляется обычно формированием импульсов постоянной дли­тельности открытого состояния силового транзистора, а для схем ПНН — по­стоянной длительности паузы. Форма напряжения на ключе квазипрямоуголь­ная и квазисинусоидальная, а форма тока квазисинусоидальная и квазипрямо­угольная для схем ПНТ и ПНН соответственно. Выходное напряжение Uн увеличивается при повышении частоты преобразования / и увеличении нагруз­ки для схем ПНТ, а для схем ПНН напряжение UH увеличивается при снижении частоты / и сопротивления нагрузки. Для реализации двухполупериодного ре­жима работы ключей в преобразователе ПНТ необходимо параллельно транзис­тору включить защитный диод, а для однополупериодного — последовательно. Для схем ПНН двухполупериодный режим реализуется при последовательном, а однополупериодный — при параллельном включении диода. Это определяет потери мощности в преобразователе. Преобразователи ПНН выгодно отличаются от ПНТ большим допустимым диапазоном изменения мощности нагрузки.

Схемы преобразователей ПНТ и ПНН с разделительным конденсатором (см. рис. 2.9, д и 2.10, в, г) предназначены для уменьшения пульсаций потребляе­мого тока, поэтому применение их (наравне с особенностями схем ПНН и ПНТ) является предпочтительным, если требуются условия улучшения электромагнит­ной совместимости ИВЭП с нагрузкой и первичным источником питания.

Одно из основных ограничений преобразователей ПНТ, не позволяющее ис­пользовать их при достаточно высоких частотах /, связано с емкостными по­терями, сопровождающими процесс включения силового транзистора, хотя в таких преобразователях отсутствуют потери мощности на выключение. Энергия, запасаемая в емкости запертого ключа, рассеивается на нем во время включения. При высоком первичном напряжении эти потери становятся существенными. Кроме того, скачкообразные изменения напряжения при включении приводят к возникновению помех, распространяющихся через паразитные емкостные связи. Не имея большого значения на низких частотах, потери мощности при включении становятся основным ограничивающим фактором в мегагерцовом диапазоне частот. Например, емкость перехода ключа 100 пФ, заряженная до 300 В, будет приводить к потерям мощности 4,5 Вт на частоте 1 МГц и 22,5 Вт на частоте 5 МГц. Это определяет верхнюю границу частоты преобразования до 1 ... 2 МГц. Например, разработан ОПНО, у которого Рн = 75 Вт, в качестве Lp ис­пользована индуктивность рассеяния TVС, а второй элемент контура Ср под­ключен параллельно вторичной обмотке TVC. Частота собственного резонанса

контура выбрана 2,86 МГц, а частота преобразования / = 1 МГц. Напряжение U = 12 В при Eп = 150 В. Измеренный при номинальной нагрузке КПД со­ставил 84 %, причем потери мощности распределились следующим образом: выпрямительный диод 5 Вт, трансформатор 2 Вт, ключ 5,5 Вт и паразитные эле­менты 1,5 Вт. Сообщается также о разработке преобразователя ПНТ полумосто­вого типа ДПН с Еп = 300 В, U„ = 5 В, Iя = 16 А при КПД 74 %, где исполь­зовалась индуктивность рассеяния обмоток TVC и резонанс на вторичной сторо­не. Данный преобразователь испытывался в однополупериодном и двухполупериодном режимах. Удельный показатель ИВЭП, который был реализован в ви­де гибридной толстопленочной микросхемы, составил 78 Вт/см3.

При использовании преобразователей ПНН на запертых силовых ключах возникают импульсы напряжения квазисинусоидальной формы значительной амплитуды. Поэтому однотактные преобразователи типа ПНН в меньшей степени, чем мостовые или полумостовые ДПН, подходят для использования в сетевых ИВЭП. Однако благодаря низким потерям, а также меньшему уровню помех и токовых перегрузок, такие преобразователи могут работать на

более высоких частотах. Однотактные преобразователи ПНН используются в качестве высокоэффективных ИВЭП с высокой удельной мощностью при невысоких (десятки вольт) первичных напряжениях. Некоторые схемы однотактных преобразовате­лей ПНН находят применение в сетевых ИВЭП, однако они, как правило, со­держат последовательное соединение силовых ключей. Разработан ПНН ОПНО с Еп =В, UH = 5 В и RH = 1,25 ... 5 Ом, максимальная частота пре­образования / = 13 МГц. При столь высокой частоте в схеме отсутствуют внеш­ние реактивные элементы резонансного контура. Значения Lp и Ср составили со­ответственно 2,5 мкГн и 40 пФ, резонансная частота контура 16 МГц, КПД около 74 %.

Таким образом, преобразователи ПНТ, хотя и обладают большими частот­ными потерями мощности, их целесообразно применять при значительных (сот­ни вольт) первичных напряжениях Еп. При меньших Eп (десятки вольт) выгод­нее применять преобразователи ПНН. Вместе с тем, если преимущества схем ПНТ являются определяющими при разработке, то в сетевых ИВЭП можно применять и преобразователи типа ПНТ, но с последовательным соединением силовых клю­чей.

Активные потери в резонансных преобразователях обычно больше, чем в преобразователях с прямоугольной формой коммутируемых токов и напряже­ний. Однако при высокой частоте преобразования, когда возрастают коммута­ционные потери мощности в элементах, активные потери в существенной степени не определяют КПД преобразователя.

Известна отечественная литература, посвященная вопросам исследования разработки и резонансных преобразователей, например [2,68—70].