Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования

Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования

Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования ВУМ на основе полосовых фильтров (ПФ).

Неперестраиваемые широкополосные цепи согласования на предварительного усиления при работе без перестройки в диапазоне частот с коэффициентом перекрытия в пределах (1.1÷3). При использовании в ВУМ такие ЦС кроме трансформации сопротивления нагрузки в рабочей полосе частот всегда выполняют требования по фильтрации высших гармоник. Для реализации этого требования верхняя граница ограничивается значениями (). Меньшее значение используется при максимально гладкой аппроксимации АЧХ фильтра (фильтры Баттерворда), максимальное значение - при использовании фильтров Кауэра и среднее значение - при использовании равномерно колебательной аппроксимации (фильтры Чебышева). При коэффициентах перекрытия по частоте больше > () весь диапазон разбивается на поддиапазоны, каждый из которых обслуживается индивидуальным фильтром с < (). При переходе с одного частотного поддиапазона на другой фильтры переключаются.

Как правило, ПФ проектируется на основе низкочастотного фильтра, так называемого ФНЧ-прототипа.

Однако такой фильтр не обеспечивает трансформацию сопротивлений, т. е. номинальное входное сопротивление ПФ в полосе пропускания равно или близко к номинальному значению сопротивления нагрузки

.

Поэтому в ПФ трансформацию сопротивлений осуществляют «внутри» самой цепи с помощью преобразования Нортона. Это преобразование позволяет осуществить трансформацию в произвольное число раз ( не обязательно дискретное) путем пересчета L и С элементов цепи без изменения АЧХ и увеличения потерь. Алгоритм этого пересчета заключается в следующей последовательности.

1. Выбирается сечение ПФ, в образовавшийся разрыв которого включается идеальный трансформатор с коэффициентом трансформации

.

2. Выбирается направление пересчета элементов ПФ – в сторону нагрузки от сечения и проводится перерасчет по формулам

.

3.Выполняется преобразование Нортона. Сущность этого преобразования заключается в том, что идеальный трансформатор с последовательно или параллельно включенным сопротивлением заменяется эквивалентной П – или Т - цепочкой. Электрические схемы этих преобразований показаны на рисунке.

а)

Сопротивления эквивалентной П–цепочки определяются из соотношений

.

б)

Сопротивления эквивалентной Т–цепочки определяются из соотношений

.

Из приведенных соотношений следует, что при одно из сопротивлений эквивалентных П - и Т - цепочек оказываются отрицательными. Для практической реализации преобразования Нортона отрицательные элементы должны быть скомпенсированы аналогичными положительными элементами, что возможно только в полосовых фильтрах, а также в тех цепях связи, в которых такая компенсация возможна.

В качестве сопротивления Z один из реактивных элементов ПФ – индуктивность Li или емкость Сi. На рисунках приведены восемь возможных схем преобразований.

.

.

.

.

.

.

.

.

Практическое использование преобразования Нортона покажем на примере двухзвенного полосового фильтра. Аналогичный порядок будет использоваться на ПФ любого порядка.

ФНЧ – прототип Двухзвенный ПФ

Выбирается место включения идеального трансформатора (ИТ). Место выбирается с таким расчетом, чтобы после преобразования получить удобный для реализации ПФ с возможностью включения в него всех паразитных параметров схемы.

Рассчитывается требуемый коэффициент обратный коэффициенту трансформации

,

где - требуемое по расчету эквивалентное входное сопротивление ПФ и выбранное место вставляется ИТ.

Пересчитываются все элементы ПФ справа от ИТ.

Рассчитываются элементы схемы замещения

Если <1, то в схемах замещения некоторые элементы замещения будут отрицательными. Поэтому следует иметь в виду, что отрицательные элементы схемы замещения должны быть скомпенсированы положительными элементами первообразной схемы. В рассматриваемом конкретном случае необходимо выполнить условие

.

Из этого неравенства вытекает следующее соотношение

.

Граничное значение находится из условия равенства , тогда

и схема ПФ примет вид

Следовательно, при использовании повышающего идеального трансформатора максимальное значение коэффициента трансформации не должно превышать

.

В противном случае ЦС с преобразованием Нортона не может быть реализована практически.

Известно, что с уменьшением коэффициента перекрытия по частоте ПФ и увеличением неравномерности АЧХ в полосе пропускания отношение возрастает. Эти мероприятия в пределах допустимых норм позволяют довести до своего предельно максимального значения.

Другим приемом увеличения является двух и трех кратное использование преобразования Нортона в одном ПФ. Однако это возможно только в многозвенных полосовых фильтрах.

Еще раз подчеркнем, что преобразование Нортона не ухудшает АЧХ цепи и не уменьшает ее КПД. Последнее возможно, если добротности элементов до и после преобразования примерно одинаковы. Это условие на практике обычно выдерживается.

.

ФНЧ – трансформаторы

Под ФНЧ – трансформаторами понимают ЦС, которые по внешнему виду напоминают ФНЧ – фильтры, но отличаются от последних тем, что могут обеспечивать трансформацию сопротивления нагрузки вверх либо вниз в полосе частот , причем , как это имеет место у ФНЧ. Коэффициент трансформации ФНЧ - трансформаторов может достигать (10…20) единиц, а коэффициент перекрытия по частоте =(3…5). На рисунке показаны два вида ФНЧ – трансформаторов: понижающий ФНЧ – трансформатор и повышающий ФНЧ – трансформатор.

Понижающий ФНЧ – трансформатор

.

Повышающий ФНЧ - трансформатор

.

Они образуются последовательным соединением Г – цепочек в виде продольной индуктивности и поперечной емкости. Если в ФНЧ – фильтрах Г – цепочки нагружаются на сопротивление, равное волновому сопротивлению Г – цепи и образуют всеволновые контуры, то в ФНЧ – трансформаторах нагрузкой Г – цепочек является меньшее, чем сопротивление. Это обеспечивает нагруженную добротность Г – цепочек больше единицы. Чаще всего Г – цепочек составляет величину не менее (2…3) единиц.

Кроме задачи согласования ФНЧ – трансформаторы обладают фильтрующими способностями. При ограниченном числе Г – цепочек коэффициент фильтрации ФНЧ – трансформаторов не велик. Поэтому ФНЧ – трансформаторы в ВУМ применяются редко и чаще используются в качестве межкаскадных цепей согласования, где требования по фильтрации значительно слабее.

Если рассмотреть каждое Г – звено так, как это показано на рисунке,

то значения продольной индуктивности и поперечной емкости этой Г – цепочки можно рассчитать по формулам

если R1>R2.

В [3] на стр.(126-130) изложена подробная методика расчета ФНЧ – трансформаторов.

При выполнении расчетов по этой методике используется понятие неравномерности коэффициента передачи мощности в нагрузку в полосе пропускания . С этой целью используются либо параметр

,

либо параметр

[дБ].

На рисунке показан способ оценки неравномерности коэффициента передачи мощности в нагрузку при гладкой и равномерно колебательной аппроксимациях АЧХ ФНЧ – трансформатора.

Оба параметра однозначно связаны с понятием КБВ цепи согласования

.

Ниже на рисунке приведены примеры схем ВУМ с ПФ и преобразованием Нортона и предварительного усилителя с ЦС в виде ФНЧ – трансформатора

Трансформирующие цепи УВЧ и СВЧ диапазонов

С ростом частоты трансформирующие цепи согласования претерпевают существенные изменения. Постепенно от элементов с сосредоточенными параметрами происходит переход к элементам с распределенными параметрами. Первенство в этом переходе принадлежит индуктивностям ЦС полупроводниковых ГВВ. При относительно больших уровнях генерируемой мощности и низковольтном питании расчетные значения индуктивностей фильтров становятся настолько малыми, что их практическая реализация становится возможной в виде полоски, впаянной между двумя точками платы. Сечение полоски может быть прямоугольного или круглого сечения. Часто полоски прямоугольного сечения просто вытравливаются на плате, что увеличивает технологичность изделия.

Индуктивность провода круглого сечения c диаметром d и длиной L можно рассчитать по формуле

.

Индуктивность провода прямоугольного сечения с шириной b, толщиной h и длиной рассчитывается по формуле

.

Размерности - в «см», индуктивность – в «нГн».

На частотах выше 0.5 ГГц появляется возможность реализации ЦС на основе четверть волновых микрополосковых линий. В транзисторных ГВВ чаще всего используются несимметричные четверть волновые микрополосковые линии. Рисунок сечения такой линии приведен ниже.

На приведенном рисунке b – ширина полосковой линии, t – толщина металла полоска, h – толщина диэлектрического материала подложки, L – геометрическая длина полосковой линии, Lэ = L - электрическая длина полосковой линии, - относительная диэлектрическая проницаемость подложки.

Волновое сопротивление микрополосковой линии зависит от ее геометрических размеров и диэлектрической проницаемости подложки. Оно может быть рассчитано по методике, изложенной в [Уткин и справ.].

На практике используют микрополосковые линии с волновыми сопротивлениями от10 до 200 Ом.

Четвертьволновая линия осуществляем трансформацию сопротивления нагрузки в соответствии с формулой

.

Наиболее просто задача трансформации решается при чисто активной нагрузке . Широкополосные трансформирующие цепи строят в виде последовательного соединения нескольких линий, каждая из которых имеет электрическую длину на средней частоте рабочего диапазона

.

Исходя из требуемого коэффициента трансформации и , заданного диапазона частот и допустимой неравномерности АЧХ в полосе пропускания рассчитывается число секций и их волновые сопротивления [ и др. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Шумилин]. Для примера на рисунке показан трансформатор на трех секциях, в котором расчетные значения волновых сопротивлений изменяются в одном направлении, последовательно принимая промежуточные значения между сопротивлениями и (). Такой трансформатор называют «синхронным».

Те же и даже лучшие характеристики можно получить в «несинхронных» трансформаторах, у которых перепады волновых сопротивлений соседних секций могут быть значительно больше, чем отношение , а длина секций может быть меньше . На рисунке показан двухсекционный «несинхронный» трансформатор. Положительным свойством этого трансформатора является то, что волновые сопротивления секций совпадают с волновыми сопротивлениями подводящих линий . и оптимальная длина секций составляет В результате АЧХ трансформатора примерно такая же, как у односекционного «синхронного» трансформатора, а длина равна вместо Иногда это уменьшение играет решающее значение.

Значительно сложнее выглядят ЦС на четверть волновых линиях, если нагрузка носит комплексный характер. Прежде всего, следует иметь в виду, что четверть волновая линия трансформирует комплексное сопротивление в комплексную проводимость

.

Для компенсации реактивной составляющей входной проводимости используют полосковые шлейфы определенной длины, к концам которых подключаются емкости. На рисунке показан пример такого построения ЦС.

Сопротивление шлейфа с емкостью на конце находится из соотношения и носит практически реактивный характер

где , Lш - электрическая длина шлейфа.

Включение шлейфов в конце и начале четверть волнового трансформатора меняют нагрузку и входную проводимость соответственно.

Активная и реактивная составляющие нагрузки принимают вид

Активная и реактивная составляющие входной проводимости принимают вид

.

Изменяя емкость С2 можно обеспечить необходимое значение активной части входной проводимости .

Перестраивая емкость С1, можно компенсировать реактивную часть входной проводимости, т. е. обеспечить bвх=0, а входное сопротивление чисто активным.