Частотная характеристика. Для расчета фильтра требуется задать известную форму полезного сигнала s(k) ó S(w) и функцию автокорреляции или спектр мощности помех Rq(m) ó Wq(w). Полный входной сигнал принимается по аддитивной модели: x(t) = s(t)+q(t). На выходе проектируемого фильтра h(n) ó H(w) для составляющих выходного сигнала имеем:
y(t) =
H(w) S(w) exp(jwt) dw, (12.5.1)
s2 =|H(w)|2 Wq(w) dw, (12.5.2)
где s - средняя квадратическая амплитуда выходной помехи.
Оптимальным в задаче обнаружения одиночного сигнала конечной длительности является фильтр, обеспечивающий на выходе максимальное отношение пиковой мощности сигнала к мощности шума в момент окончания импульса. Значения (12.5.1, 12.5.2) используются для задания критерия максимума отношения сигнал/шум (12.2.3) для произвольной точки ti:
r = [y(ti)]2/d2. (12.5.3)
Исследование функции (12.5.3) на максимум показывает, что он достигается при частотной характеристике фильтра:
H(w) = exp(-jwti) |S*(w)| / Wq(w), (12.5.4)
Для физически реализуемых фильтров в качестве точки ti целесообразно использовать интервал длительности импульса t, при этом:
H(w) = exp(-jwt) |S*(w)| / Wq(w) = exp(-jjs-jwt) |S(w)|/Wq(w). (12.5.4')
Аргумент js в этом выражении компенсирует фазовые сдвиги составляющих спектра сигнала, а wt обеспечивает их задержку на время длительности сигнала. Таким образом, на концевой части сигнала фильтр выполняет синфазное суммирование всех полезных частотных составляющих входного сигнала с весами, пропорциональными отношению |S(w)|/Wq(w), что обеспечивает накопление амплитуды полезного сигнала на интервале всей длительности входного импульса и формирует максимум сигнала на момент его окончания. Вместе с тем фильтр ослабляет спектральные составляющие шума тем сильнее, чем меньше модуль |S(w)|, и полная мощность шума на выходе фильтра оказывается меньшей, чем на входе.
Для получения линейных уравнений расчета коэффициентов фильтра без потери общности можно принять ti=0, при этом:
H(w) = S*(w)/Wq(w) = |S(w)|exp(jjs(w)) / Wq(w). (12.5.5)
При переходе во временную (координатную) область:
H(w)Wq(w) = S*(w) ó h(n) ③ Rq(n-m) = s(-m). (12.5.6)
Система линейных уравнений для расчета фильтра:
hoRq(0)+ h1Rq(1)+ h2Rq(2)+ h3Rq(3)+ ...+ hMRq(M) = S(-M),
hoRq(1)+ h1Rq(0)+ h2Rq(1)+ h3Rq(2)+ ...+ hMRq(M-1)= S(-M+1),
hoRq(2)+ h1Rq(1)+ h2Rq(0)+ h3Rq(1)+ ...+ hMRq(M-2)= S(-M+2),
. . . . . . . . . . . . .
hoRq(M)+ h1Rq(M-1)+ h2Rq(M-2)+ ..... + hMRq(0) = S(0).
При задании ti по центру симметричных входных сигналов можно получить симметричные двусторонние фильтры, не изменяющие фазы сигнала.
На рис. 12.5.1 приведен пример фильтрации фильтром обнаружения сигнала радиоимпульса (информационный сигнал) в сумме с шумами (входной сигнал) при отношении сигнал/шум по средним амплитудным значениям на входе фильтра порядка 1. Аналогичное отношение сигнал/шум на выходе фильтра повышается до 7 по интервалу полезного сигнала в целом, и превышает 8 в центральной части интервала сигнала.
Рис. 12.5.1. Фильтр обнаружения сигнала.
Эффективность фильтра. Из выражения (12.5.5) можно видеть, что фильтр имеет максимальный коэффициент передачи на частотах доминирования сигнала и минимальный коэффициент передачи на частотах доминирования помех. Синфазность суммирования всех частотных составляющих выходного сигнала обеспечивает максимальную амплитуду выходного сигнала в заданный момент времени ti. Значение максимальной амплитуды можно оценить, приняв ti=0, при этом выходной сигнал:
y(0)ó S(w) H(w) =
= 
.
Коэффициент передачи фильтра прямо определяется спектром подлежащего обнаружению сигнала, его формой и длительностью. Для оценки эффективности фильтра зададим входной сигнал в виде прямоугольного импульса амплитудой u0 длительностью t на интервале 0-t. Спектральная плотность прямоугольного импульса при интегральном преобразовании Фурье:
П(w) = (1-exp(-jwt))/jw, П*(w) = (exp(jwt)-1)/jw.
При подстановке в (12.5.4'), принимая Wq(w) = const, коэффициент передачи фильтра:
H(w) = a[(exp(jwt)-1)exp(-jwt]/jw = a(1-exp(-jwt))/jw,
где a - коэффициент пропорциональности с размерностью, обратной спектральной плотности, для получения безразмерных значений коэффициента H(w). При a=1 (нормировка оператора фильтра производится, как правило, по коэффициенту усиления постоянной составляющей входного сигнала) сигнал на выходе фильтра:
uвых(t) = (u0/2p)
П(w)H(w) dw = (u0/2p)(1-exp(-jwt))2 exp(jwt) dw,
uвых(t) = U0{t|t>0 – 2(t-t)|t>t + (t-2t)|t>2t}.
Рис. 12.5.2. |
Как можно видеть на рис 12.5.2, выходной сигнал для входного прямоугольного импульса представляет собой треугольный импульс длительностью 2t по основанию с максимальным значением амплитуды на концевой части входного импульса. Это определяется тем, что при Wq(w)=1 оператор фильтра полностью повторяет форму входного сигнала (прямоугольного импульса), а выходной сигнал в отсутствие шумов представляет собой свертку двух одинаковых импульсов, максимальное значение которой достигается при полном входе сигнала в интервал оператора фильтра (t=t) и равно полной энергии входного импульса:
U0 =
п(t)·h(t) dt =п(t)2 dt = u02·t.
Значение U0 определяется нормировкой оператора фильтра a. Что касается усиления дисперсии (мощности) шумов, то, как известно, дисперсия шума на выходе фильтра равна дисперсии входных шумов s2, умноженной на интеграл квадрата импульсного отклика фильтра (для цифровых систем – сумма квадратов коэффициентов оператора фильтра):
s2вых = s2h2(t) dt = (s2/2p)|H(w|2 dw.
Для вычисления интеграла модуль передаточной функции фильтра для прямоугольного импульса может быть представлен в виде интегрального синуса:
|H(w|2 dw = 2t u02sinc2(wt/2) d(wt/2) = 2p u02 t.
Дисперсия шумов на выходе:
s2вых = s2u02t.
С использованием этого выражения для отношения мощности сигнала к мощности шума для сигналов на входе и выходе фильтра имеем:
rвх = u02/s2, rвых = u04t2/s2u02t = u02t/s2.
Для отношения амплитудных значений сигнала к среднеквадратическим значениям шума:
rвх = u0/s, rвых = (u0/s)
.
Отсюда следует, что эффективность фильтра тем выше, чем больше длительность взаимодействия сигнала с оператором фильтра. Фильтр жестко настраивается под форму сигнала, и любое изменение формы сигнала понижает его эффективность.
Отметим также, что коэффициент передачи фильтра тем больше и эффективность его работы тем выше, чем больше различия в форме частотных спектров сигнала и шумов. При постоянной форме спектров сигнала и шума любой другой фильтр уступает данному фильтру, как по пиковому, так и по энергетическому отношению сигнал/шум на выходе фильтра.
Согласованный фильтр. При помехах типа белого шума Wq(w) = s2 и из (12.5.5) следует H(w) = S*(w)/s2. Постоянный множитель 1/s2 может быть опущен. Частотная характеристика фильтра с точностью до постоянного множителя определяется только спектром сигнала, вследствие чего он и получил название согласованного (со спектром сигнала).
Рис. 12.5.3. |
В качестве примера на рис. 12.5.3 приведен радиоимпульсный сигнал s(t), форма которого хорошо известна априорно, и зашумленный входной сигнал y(t) = s(t) + q(t), при этом мощность шумового сигнала q(t) в 2 раза больше мощности радиоимпульса.
Рис.12.5.4. |
На рис. 12.5.4 приведены модули спектров S(w) ↔ s(t), S*(w) и аргументы этих спектров F(w) и F*(w) в правой половине главного частотного диапазона. Согласованный фильтр имеет АЧХ, подобную фильтру сигнала и фазово-частотную характеристику, комплексно сопряженную с ФЧХ сигнала. При этом оператор фильтра определяется выражением:
S*(w) ↔ s(-t’) = h(t’), (12.5.7)
что представляет собой реверсирование известной формы сигнала в интервале его значимых значений (для данного примера на рис. 12.5.3 t’=0…100 из интервала t=150…250)
Рис. 12.5.5 |
На рис. 12.5.5 приведены модули спектров исходного и сигнала и выходного сигнала согласованного фильтра:
u(t) = y(t) ③ h(t’) = s(t) ③ h(t’) + q(t) ③ h(t’). (12.5.8)
Первый член этой формулы s(t)③h(t’), с учетом реверса оператора h(t’) = s(-t’) при свертке относительно s(t’), это функция автокорреляции сигнала s(t’), сдвинутая относительно начала сигнала s(t) в 12.5.8 на длину оператора h(t’), т. е. с максимумом на концевой части сигнала s(t). Что касается второго члена формулы, то свертка q(t) ③ h(t’) представляет собой интегрирование по интервалу оператора случайных шумовых компонент, умножаемых на весовую функцию h(t’) c нулевым средним значением, что приводит к их уменьшению, хотя спектральная характеристика этих шумов перекрывается со спектром выделяемого сигнала.
|
Из за большого объема этот материал размещен на нескольких страницах:
1 2 3 4 5 |
Основные порталы (построено редакторами)