Трёхламповый трёхдиапазонный приёмник коротковолновика (стр. 2 )

Ещё раз подчеркну, что определяющим для каскадов УВЧ/УПЧ является условие обеспечения устойчивого усиления, поэтому резонансные сопротивления анодной и сеточной цепей УПЧ выбираем из таблички, в зависимости от значения ПЧ, а для смесителя порядка 10…12 кОм. Это и будут исходные данные. Характеристическое сопротивление контуров ПЧ (это индуктивное или ёмкостное сопротивление контурных катушки и конденсатора на частоте резонанса) желательно выбирать близким к 200 Ом, для чего величины контурных ёмкости и индуктивности, указанные на схеме для ПЧ 5,047 МГц, надо изменить обратно пропорционально вашей частоте ПЧ. Степень включения КФ в контур, т. е. соотношение числа витков контурной катушки к катушке связи, равна корню квадратному из соотношения расчётного сопротивления контура к характеристическому сопротивлению КФ. Очень простая арифметика .

Несколько практических примеров:

1. В моем случае применён готовый промышленный КФ на 5,047 МГц, который имеет характеристическое сопротивление 3 кОм. Приняв сопротивление анодного контура смесикОм, определим, что соотношение числа витков катушки связи равно ½. Контурная катушка 6,4 мкГн имеет 16 витков (сердечник СБ-12а), т. о. катушка связи должна иметь 8 витков. Сеточный контур, имеющий 3 кОм, можно подключить к КФ напрямую, без катушки связи.

2. Пересчитаем контуры на популярную ПАЛовскую частоту (8865 кГц), будем ориентироваться на КФ производства АВЕРС (у самодельных порядок сопротивлений тот же). У 8-ми кристального КФ входное/выходное сопротивление примерно 240 Ом. По таблице определяем, что для ПЧ 9 МГц сопротивление сеточного и анодного контуров УПЧ не может превышать 2,8 кОм. Примем с небольшим запасом 2,5 кОм, а анодную нагрузку смесикОм. Контурные ёмкость и индуктивность нужно уменьшить в 8,865 МГц/5,047 МГц=1,75 раза, т. о., на ПЧ=8865 кГц индуктивность катушки должна =3,6 мкГн (13 витков на СБ-12а), при этом конденсатор 82 пФ (остальное добавят монтажные ёмкости и выходная ёмкость лампы). Теперь рассчитаем катушки связи трансформаторов: для Tr1 корень (10 кОм/240 Ом)=6,5, т. о. катушки связи должны иметь 13/6,5= 2 витка, а для Tr2 корень (2,5 кОм/240 Ом)=3,2, т. о. катушки связи должны иметь 13/3,2= 4 витка.

3. Имеем самодельный четырёхкристальный КФ на частоту 5,25 МГц, имеющий Rф=490 Ом, подобный применённому в [4]. В этом случае значения контурных элементов остаются те же, а соотношение числа витков катушек связи для 1-го ПЧ трансформатора равно корень(12 кОм/490)=5 раз, а для второго ПЧ трансформатора равно корень (3 кОм/490)=2,5 раза.

Отфильтрованный сигнал с выхода КФ через согласующий сеточный контур-трансформатор Tr2С28 поступает на первую сетку УПЧ, выполненного на пентоде VL2.1 по стандартной схеме с ОК. Режим по постоянному току задается автоматически за счет падения напряжения на катодном резисторе R13 (катодное автосмещение), величина которого выбрана т. о., чтобы обеспечить анодный ток порядка 11-13мА. В качестве анодной нагрузки применен повышающий (в 2 раза по напряжению) резонансный трансформатор Tr3С36, что позволило при ограниченном на уровне 3кОм сопротивлении анодной нагрузки повысить в те же 2 раза напряжение сигнала на входе детектора.

Детектор на триоде VL2.2 выполнен также по схеме односеточного смесителя с подачей в катод переменного напряжения опорного генератора. Подается сигнал генератора через параллельно включенные конденсаторы С37 и С38. Вызвано это тем, что в цепи смесительного детектора действуют не только ПЧ сигналы, но и НЧ. Для последних катодный резистор R19 образует ООС, снижающее усиление на НЧ в 2-3раза, поэтому на НЧ R19 шунтирован электролитическим конденсатором достаточно большой емкости (через дроссель L6, который желательно намотать на колечке диаметром 7-10мм проницаемостью 1000-2000, для ПЧ 5МГц достаточно 15-20 витков, для 500кГц - в 2-3 раза больше).

Кварцевый генератор опорной частоты выполнен на триоде VL3.1 по стандартной схеме емкостной трехточки. Вид реактивности (конденсатор или индуктивность), включаемой последовательно с кварцем выбирается под конкретный кварц для достижения требуемой частоты генерации. Для моего экземпляра кварца (который я подточил до частоты порядка 5046кГц) для перемещения на нижний скат АЧХ КФ потребовалась емкость порядка 80пФ. 
Собственно, куда и как включать подстроечный элемент не критично - это может быть и последовательно с кварцем, но и параллельно либо ему либо одному из конденсаторов емкостного делителя. При последовательном включении конденсатора напряжение на кварце будет больше пропорционально коэф. деления емкостного делителя (как правило, в 3-5 раз, но может быть и больше, т. е. на кварце ВЧ напряжение может достигать 5-7Вэфф), не каждый кварц выдержит (особенно критичны в этом плане современные малогабаритные импортные) и сохранит стабильность, поэтому я предпочел второй вариант.

Выделенный в анодной нагрузке R22 полезный сигнал через подчисточный двухзвенный ФНЧ C40R25C41 с частотой среза порядка 3кГц поступает на вход однокаскадного УНЧ, выполненного на пентоде VL3.2 по типовой схеме трансформаторного усилителя мощности.

В качестве выходного трансформатора можно применить практически любой выходной трансформатор от бытовых ламповых приемников и телевизоров, имеющие, как правило, коэф. трансформации порядка 30-40 раз, и динамик сопротивлением не менее 8 ом (лучше 16 ом). В пользу динамика с бОльшим сопротивлением выступают три важных момента - 
1. Коэффициент усиления по напряжению УНЧ Кус=S*Ктр*Rн, т. е. увеличивается прямо пропорционально сопротивлению нагрузки.

2.Неискаженная амплитуда напряжения на аноде пентода порядка 100В при амплитуде тока порядка 12-13мА, т. е. при реализации максимального ДД УНЧ сопротивление анодной нагрузки должно быть не менее 8кОм. 
3. Нижний срез АЧХ бытовых выходных трансформаторов при номинальной нагрузке (со штатными динамиками, имеющими, как правило, сопротивление 4-6 ом) порядка 63-80гц, увеличение сопротивления нагрузки (динамика) в 2-4 раза от номинального поднимает частоту среза до 160-300Гц, что для связного приемника можно только приветствовать.

Выходной обмотке трансформатора Tr4 подключены параллельно включенные низкоомный (допустимо в пределах 100-500 ом) переменный резистор регулятора громкости и резистор R27, стабилизирующий нагрузку трансформатора по верхнему значению не более 25 ом, что необходимо для сохранения нижней частоты среза трансформатора на при приемлемом уровне при нижнем (по схеме) положении движка R28.

АРУ выполнена по простейшей схеме на основе диодного детектора VD1,VD2 с удвоением управляющего напряжения отрицательной полярности, которое через верхний по схеме вывод резонансного трансформатора Tr2 подается на первую сетку УПЧ VL2.1. Несмотря на то, что это пентод с короткой характеристикой, глубина регулировки получилась порядка 38-40дБ (немного, но уши спасает hi!), начало срабатывания - примерно 25мкВ(S8). При 3мВ ан антенном входе УПЧ практически полностью закрыт, но видимых искажений сигнала нет до уровней входного сигнала примерно 10-15мВ, т. о. ДД сигнала внутри полосы пропускания получился примерно 90дБ - очень неплохой результат.

Блок питания. Напряжения питания приемника (анодное и накальное) желательно стабилизировать. Это позволит получить хорошую стабильность частоты ГПД, кардинально решить проблему фона, но, и это тоже важно, обеспечить стабильные режимы ламп, а значит их нормальную работу и долговечность, при изменении напряжения электросети в широких пределах, что в наших условиях отнюдь не редкость, особенно в зимнее время. Современные компоненты позволяют создать эффективные, надежные и при этом достаточно простые схемные и компактные конструктивно решения анодного и накального стабилизаторов.

Схема блок питания приведена на рис.2. Анодный стабилизатор выполнен на высоковольтных полевых транзисторах VT2,VT3. Регулирующий транзистор включен по схеме с ОИ, что обеспечивает не только большое усиление в петле регулирования, и, следовательно, достаточно большой коэффициент стабилизации (порядка 150), но и очень малое допустимое падение напряжение на регулирующем транзисторе (порядка 0,5В), что обусловило его довольно высокую эффективность и экономичность.

Резистор R31 подает отрицательное открывающее напряжение в затвор VT3, осуществляя в момент включения запуск стабилизатора в рабочий режим. В начальный момент стабилитрон VD8 закрыт, а шунтирующее влияние цепей нагрузки отсечено диодом VD7, что и обеспечивает надежный запуск стабилизатора при довольно большом сопротивлении резистора R1 (1Мом) и при этом практически не ухудшает параметров стабилизатора, поскольку в рабочем режиме ток через этот резистор эффективно замыкается малым дифференциальным сопротивлением открытого стабилитрона VD8.

Предусмотрены защиты транзисторов от перегрузки как по напряжению на затворе (для VT2 – VD9R38, для VT3 – VD10R33 ) , так и по току ( цепь VD9R38VT2 совместно с R35 образуют классический стабилизатор тока, при указанных на схеме элементах ограничение по току задано порядка 200мА - определяется как Iк. з[A].=4,5в/ R35[ом] и может быть легко изменено под свои нужды, например при 47 омах ограничение по току будет порядка 100мА), благодаря чему этот стабилизатор обладает очень высокой надежностью и при этом, разумеется, защищены от перегрузки по току и к. з. и выпрямитель с сетевым трансформатором. Максимальный выходной ток стабилизатора определяется только допустимой мощностью рассеяния VT2 и для сохранения надежности нужно выбирать таким, чтобы средняя рассеиваемая мощность не превышала половины (лучше трети) максимально допустимой. К примеру, для IRF710 Pmax=36Вт, в нашей схеме напряжение выпрямителя будет порядка +175В, при выходном +140В падение напряжение на транзисторе 35В, т. о. максимальный выходной ток можно задать не более 0,5А. если нужно больше, ставим другой транзистор, так при IRF740 (125Вт) ток можно увеличить 1,5А (подразумевается, что выпрямитель способен выдавать такой ток).

Выходное напряжение определяется суммой напряжений стабилитронов VD8,VD11, точнее Uстаб=Uvd8+Uvd11 – 1...2в (напряжение открывания BSP254a). Для получения +140в допустимы любые наборы стабилитронов, обеспечивающие требуемую сумму напряжений. Если их несколько, то их надо разбить на группы, обеспечивающие примерно равные значения стабилизации (70в+-30в). Группу с меньшим значением напряжения стабилизации использовать в качестве VD8, а с бОльшим – VD11.
Величина токозадающих резисторов выбирается с целью снижения рассеиваемой мощности из расчета обеспечить протекание через стабилитрон тока на 1-2мА больше минимального тока стабилизации, при этом R32=Uvd11/(IminVD8+1..2мА), а R39=Uvd8/(IminVD11+1..2мА). 
Здесь можно применить широко распространенные стабилитроны серий Д816, Д817, например для 140В Д817Г+Д816Г, но если планируется расположить основную часть элементов блока питания на печатной плате, стОит приобрести малогабаритные стабилитроны серии КС (или аналогичные импортные) - они более удобны для печатного монтажа, чем серии Д816,Д817. Для 140В кроме указанного на схеме еще один хороший вариант КС568+КС582, но это могут быть и цепочки из нескольких других подобных КС539,547,551,591,596, дающие в сумме требуемые 140В, например КС568в(VD8) и КС568в + малый стабилитрон типа Д814Д, КС515а(VD11).