Телекоммуникационные КВЧ - фильтры на основе волноводных разветвлений

телекоммуникационные КВЧ - фильтры на основе волноводных разветвлений 

, ,

  Постоянно увеличивающая в мире потребность в развитии телекоммуникационных сетей стимулировала разработку и производство большого количества различных радиорелейных линий  и станций спутниковой связи.  Единственной надеждой отечественных  разработчиков оказаться причастными к этому процессу – найти оригинальные технические решения, которые  обеспечат построения систем связи,  конкурентоспособных по отношению к известным моделям ведущих фирм мира. Основными критериями их сравнительной оценки являются стоимость и надежность в работе при  обеспечении одинаковых функциональных возможностей. Для удовлетворения данных требований особенно важными являются массогабаритные показатели  аппаратуры. И как оказалось важны они не только в сантиметровом диапазоне. У современных радиорелейных линий связи миллиметрового диапазона  приемо-передающая часть станции весит около 70-80 кг.  При этом существенную часть веса включают в себя волноводы, волноводные фланцы и корпуса  приборов с их использованием [1].

  В предлагаемой работе предложена и  обоснована возможность снижения массо - габаритных  показателей фидерной части радиорелейных и радиолокационных  станций спутниковой связи.

  Уменьшение габаритного показателя фидера можно достичь путём изменения его направления в Н - или Е - плоскости, а снижения  массы - за счет использования резонансных свойств разветвления [2,3], что позволит исключить из конструкции полосовые фильтры, традиционно размещаемые  на входе и выходе приемо-передающего модуля.

  Отметим, что  уникальное способность волноводных  разветвлений поддерживать собственные и квазисобственные колебания до сих пор использовалась лишь для создания измерительных секций [4,5] и линий передачи [6,7]. Физика этих колебаний основывается на способности разветвлений локализовать  электромагнитное поле запредельными (для резонирующей моды) волноводными участками, которые исполняют роль отражающих поверхностей в традиционных резонаторах. 

Теоретический анализ

  Модельные задачи для демонстрации частотно-селективных свойств Н-плоскостных волноводных разветвлений прямоугольных волноводов показаны на рис. 1 (а, б). Предложенные структуры богаты своими электродинамическими возможностями: размещение  диэлектрических вставок  в области 5 и 7 позволит существенно понизить частоту и повысить добротность квазисобственных колебаний без увеличения волноводов; выступы в виде областей 2 и 3 (4) создают возможность управления частотными свойствами колебаний для формирования требуемого типа АЧХ  полосно-пропускающих фильтров [8].

 

  а)  б)

Рис. 1.  Н – плоскостные ) волноводные разветвления прямоугольных волноводов:

осесимметричное (а) и центральносимметричное (б

  Электродинамический расчёт структур данного класса вызывает определённые трудности при использовании классического метода частичных областей (МЧО), поэтому мы ниже приводим оригинальное решение задачи модифицированным МЧО [9,10], преимущества использования которого для скалярных и векторных задач электродинамики подытожены в работе [11]. 

  Итак, в нашей модели сделаем классические допущения: проводимость стенок волноводов бесконечна (),  потерями в  диэлектрике пренебрегаем ;  зависимость от времени полагаем гармонической ~. Поскольку в структуре отсутствуют неоднородности в направлении оси Z и она возбуждается основной модой, то мы рассматриваем только колебания с нулевым индексом вдоль неё. 

  Согласно выбранному методу в каждой частичной области запишем разложения для единственной компоненты электрического поля в следующем виде:

Осесимметричный случай (рис. 1.а):

;

; 

  ; 

где: ; ; ;. .

  Для  центральносимметричного случая (рис. 1б),

в предыдущих выражениях необходимо произвести следующие замены:

  ;

  ; 

Приведенные разложения поля почленно удовлетворяют всем граничным условиям на границах частичных областей и металле; они однозначно определяют магнитные компоненты полного поля. Подчиняя последние условиям непрерывности тангенциальных компонент на границах частичных областей и используя свойства ортогональности, а также полноты базиса ,  в конечном счёте получаем СЛАУ 2-го рода в следующем виде:

  осесимметричный случай:

 

  центральносимметричный случай:

где: ,  - для  осесимметричного случая и - , - для  центральносимметричного, соотвтственно.

Матричные элементы определяются из соотношений:

  ;

 

Пересчетные формулы для искомых амплитуд имеют следующий вид:

  осесимметричный случай:

 

где: ;  ;

центральносимметричнный случай:

 

 

где: ;  .

Анализ численных результатов

  На основе найденных решений (1)-(2) методом редукции реализован алгоритм расчета элементов матрицы рассеяния исследуемых разветвлений. Обоснование применимости метода редукции к СЛАУ с аналогичными матричными коэффициентами содержится в [12].

  Проиллюстрируем частотно-селективные свойства исследуемых структур на примере осесиммитричного  разветвления (рис. 1а).  Численные исследования  показали,  физические особенности дифракции зависят от того, распространяется ли основная волна в области связи фидерных трактов (область 6) или затухает. Для первой ситуации, увеличение размеров области связи приводит к сгущению спектра квазисобственных колебаний в диапазоне «одномодовости» регулярных волноводов (). Для второй - увеличение области 6 приводит в пределе  (см. рис. 2)  к частотному вырождению колебаний и (рис. 3а и рис. 3б соответственно), когда они трансформируются в колебание .

Рис.2.  Динамика АЧХ – осесимметричного разветвления прямоугольных волноводов при различных размерах области 6 (d);  (=3;  - о-  - d/c= 0,04;  -*-  -  d/c= 0,2;  ---  -  d/c= 0,5;  ___  - d/c= 0,7)

Это означает, что в электродинамическом смысле П-образное волноводное сочленение соответствует Г-сочленению, а колебания  и в П - образном разветвлении – колебанию  в Г - образном разветвлении.  При этом значения равняются нулю, поскольку не происходит возбуждения колебаний в правой полуплоскости сочленения. При уменьшении d происходит просачивание СВЧ - мощности через 6 в область 7, включая прилегающие к ней участки областей 3 и 4,  что приводит к возбуждению колебаний в образованном ими «дополнительном Г - разветвлении». Поэтому колебания и в П - разветвлении, частоты которых в этом случае различны, представляют собой колебания  двух Г - разветвлений, связанные, соответственно, синфазно и противофазно. Величина связи колебаний определяется  размерами области 6 и обусловливает частотные свойства матрицы рассеяния, а, значит, определяет тип полосы пропускания исследуемого устройства, как двухзвенного полосно-пропускающего  фильтра (уровень пульсаций в полосе пропускания, ширину полосы пропускания, коэффициент прямоугольности и т. д.). Динамика частот связанных квазисобственных колебаний аналогична той, которая хорошо изучена для случая синфазной и противофазной связей собственных волноводно-диэлектрических колебаний [13] и может быть использована для настройки фильтров такого класса.

 

Рис. 3.  Линии равного уровня напряженности электрического поля на частоте квазисобственных   и  - колебаний  осесимметричного волноводного разветвления

  На рис. 4  показана полоса пропускания настроенного фильтра и ближайшая к ней паразитная полоса.

Рис.4. АЧХ двухзвенного  полосно-пропускающего фильтра (с=5 мм; d=3,5 мм; b=0,2 мм; l=2,5 мм)

  Заметим, что основные колебания и располагаются по частоте в области запредельности регулярных волноводов () и являются собственными.

  Детальное исследование центральносимметричной структуры позволяет заключить, что, как и в случае возбуждения в ней собственных колебаний, здесь образуются гибридные типы связей: синфазно-противофазные и, наоборот, противофазно-синфазные [13], поэтому формирование рабочей полосы фильтра происходит при меньших значениях параметра d/c, чем это наблюдается при осевой симметрии разветвления. 

  Таким образом, полученные результаты подтверждают возможность практического применения предложенных типов волноводных разветвлений для частотной селекции сигналов в фидерной части телекоммуникационной станции, что открывает новые возможности по сокращению её массогабаритных показателей.

ЛИТЕРАТУРА

Алыбин построения современных СВЧ-устройств для радиорелейных линий и спутниковых средств связи //5-я Крымская конференция «СВЧ-техника и спутниковые телекоммуникационные  технологии». Мат. конф. - Севастополь, 1995.- Т.1.- С.11-15. , , Ющенко квазисобственные колебания в волноводных разветвлениях // Радиотехника и электроника.-1994, -№7.-С.1107-1112. Yushchenko A. G., Shibalkin S. F. Quasi-eigen waveguide –dielectric modes in axis - and central-symmetrical joints // Int. Symposium «Physics and Engineering of MM & SubMM Waves» // Kharkov, 1994.-V.1.-Pp. 114-117. , , Стрижаченко колебания полуоткрытых цилиндрических волноводных разветвлений с диэлектриком // ЖТФ.-1986.-Том.56.-№12.-С.2313-2319. Yushchenko A., Chizov V. Precision Microwave Testing of the Dielectric Substrates// IEEE Inst. & Meas., 1997.-V.46.- no. 2.-Pp. 507-510.  , , Шибалкин передачи КВЧ диапазона // З’язок.-2000.- №3.- С.20-22. , , Шибалкин линия передачи для телекоммуникационных КВЧ - приложений  // З’язок.-2001.- №5.- С.-13-16. СВЧ фильтры на основе лейкосапфировых резонаторов  для радиотелекоммуникационных систем// З’язок.-2000.- №6.- С.53-55. , Крылов методы высшего анализа. - М. - Л.: Физматгиз, 1962. Kuhn E. A Mode Matching Method for Solving Field Problems in Waveguide and Resonators // AEU, 1973.- No. 27.- Pp. 511-518. Yushchenko A. Physical and Mathematical Aspects of Some Mode Matching Method Modifications // Int. Conf. “Mathematical Methods in Electromagnetic Theory”. Kharkov, 2000.- Pp. 494-496. , , Яшина решения спектральных задач, связанных с открытыми резонаторами // Харьков. -  1986. -50с. (Препринт / ИРЭ АН УССР). Ющенко поля и расчёт резонансных частот частично заполненных диэлектриком волноводных резонаторов //  Радиотехника и электроника.-1989, -№34.-С.870-873.