Усилитель напряжения с регулируемой фазой (стр. 4 )

Схема преобразователя, работающего по принципу двухтактного и обычно называемого полумостовым, показана на рис. **. В данной схеме, использующей два входных источника напряжения и в трансформаторе, в отличие от предыдущей схемы, применяется только одна первичная обмотка . Ключи VT1 и VT2 включаются поочередно на время в каждом полупериоде работы. К точкам а, б схемы поступает прямоугольное импульсное напряжение, получаемое от вторичных обмоток , и выпрямленное диодами VD1, VD2. Длительность импульсов регулируется управляющими сигналами на затворах ключей, коэффициент заполнения изменяется от 0 до 1. Частота первой гармоники напряжения, которую необходимо подавлять LC-фильтром, равна, так же как и в двухтактной схеме, удвоенной частоте работы ключей и трансформатора, что является преимуществом данной схемы по сравнению с однотактной.

Процессы в полумостовом преобразователе в основном сходны с процессами в преобразователе со средней точкой первичной обмотки трансформатора. Максимальное напряжение на ключах не превышает , а индуктивность рассеяния, приведенная к первичной обмотке , в отличие от двухтактной схемы не увеличивает максимальное напряжение на запираемом ключе. Схема преобразователя, показанная на рис. **, требует двух источников постоянного напряжения на входе, что почти всегда не применимо на практике. При использовании емкостного делителя с конденсаторами равной емкости и подключенного к выводам одного источника напряжения достаточно просто получаются два источника напряжения, необходимые для работы полумостовой схемы (рис. **). Постоянное напряжение на каждом из конденсаторов С1, С2 равно . Емкость конденсатора делителя должна быть такой, чтобы пульсация напряжения на нем была достаточно малой. Естественным шагом в развитии полумостовой схемы с емкостным делителем является схема, в которой все плечи моста выполнены как ключи (рис. **). Работа схемы и ее возможности во многом определяются выбранной последовательностью переключения транзисторов VT1-VT4 в интервале паузы. Рассмотрим работу схемы более подробно. Для этого представим преобразователь в виде схемы замещения (рис. **).

Трансформатор на этой схеме представлен в виде идеального с обмотками , и и линейной индуктивностью намагничивания , подключенной к первичной обмотке . Индуктивности рассеяния обмоток пока не принимаем в рассмотение. Индуктивно-емкостной фильтр и нагрузку представим источником постоянного тока . В схеме возможны 4 последовательности переключения транзистора за период T.

1. Во время импульса в каждом полупериоде открыты два диагонально расположенных ключа VT1, VT4 (VT2, VT3). В паузе, т. е. в интервале (рис. **), все четыре ключа закрыты. В трех остальных случаях работа ключей отличается только их состоянием в интервале паузы.

2. В паузе в первом или во втором полупериоде открыты два верхних ключа VT1, VT3;

3. В паузе в первом или во втором полупериодах открыты два нижних ключа VT2, VT4;

2. В паузе в первом полупериоде открыты два верхних ключа VT1, VT3, а во втором – два нижних VT2, VT4.

Последовательности переключения 2…4 равноценны, за исключением того, что в последнем случае перегрев всех ключей является равномерным. Поэтому порядок переключения 4 является предпочтительным по сравнению со случаями 2 и 3.

Отличие в работе схемы с выключенными транзисторами во время паузы от варианта, когда в паузе открыты либо транзисторы VT1, VT3, либо транзисторы VT2, VT4 состоит в том, что: во-первых, различен контур прохождения тока намагничивания во время паузы. Если все ключи разомкнуты, ток намагничивания вынужден проходить во вторичной цепи через диоды VD1 и VD2 поочередно, а при замкнутых ключах в паузе ток намагничивания проходит через них. Во-вторых, имеется отличие в поведении тока, связанного с индуктивностью рассеяния трансформатора.

Будем считать, что индуктивность рассеяния обмоток приведены к первичной. Если в паузе все транзисторы выключены, единственная возможность прохождения тока в индуктивности рассеяния - использование контура, состоящего из внутренних диодов полевых транзисторов и входного источника . Таким образом, достаточно быстро ток становится равным нулю. В другом случае, когда в паузе первичная обмотка трансформатора замкнута ключами, ток проходит через них. Указанные различия (малосущественные на первый взгляд) приводят к разным возможностям схем и их характеристик при работе на высоких частотах переключения, которые более подробно рассмотрены в [мелеш]. В случае, когда транзисторы в паузе разомкнуты мостовой преобразователь является, по существу, трансформаторным аналогом понижающего регулятора напряжения. На рис. ** показаны диаграммы процессов в схеме замещения мостового преобразователя.

Мостовая схема преобразователя вобрала в себя лучшее от двухтактной и полумостовой схем преобразователей:

1. Только одна первичная обмотка трансформатора (как в полумостовой схеме);

2. Напряжение на закрытом ключе не превосходит и не требует подключения демпфирующих цепей для устранения выбросов напряжения на запираемом транзисторе (как в полумостовой схеме)

3. к первичной обмотке во время импульса приложено напряжение , поэтому ток, проходящий через ключи, вдвое меньше, чем в полумостовой схеме (этот ток такой же как в двухтактной схеме).

Пульсации напряжения на выходе могут быть определены из рассмотрения импульсного напряжения на входе LC-фильтра.

Мостовой преобразователь без гальванической развязки нагрузки и источника питания (рис. **) широко применяется в звуковой схемотехнике. Нагрузка в этой схеме подключается к диагонали моста через низкочастотные фильтры L1C1 и L2C2. При нулевом сигнале задания транзисторы VT1- VT4 переключаются с и потенциалы в точках а и b равны соответственно , а напряжение на нагрузке .

При изменении сигнала задания на величину (рис. **) изменяются и длительности открытого состояния транзисторов VT1-VT4 на величину . Причем длительности открытого состояния транзисторов VT1, VT4 станут равными , а транзисторов VT2, VT3 соответственно , где – длительность открытого состояния транзисторов при нулевом сигнале задания .

Штриховыми линиями отмечены установившиеся значения токов в дросселях L1, L2 и напряжений на конденсаторах С1, С2 при сигнале задания . Нарастание и спад токов и напряжений будет происходить по другим законам, чем в установившемся режиме при нулевом сигнале. К примеру, ток в дросселе L1 нарастает под действием разности напряжений , а спадает уже под действием напряжения . Причем всегда выполняется неравенство , т. к. . Параметры ФНЧ берутся одинаковыми: L1=L2, C1=C2.

Чтобы выровнять потенциалы точек а и b в схему включен конденсатор С3. Это необходимо, так как параметры транзисторов VT1-VT4, а также выходных НЧ фильтров имеют разброс. К тому же такая схема позволяет сгладить пульсации напряжения на нагрузке. Такая схема включения позволяет получать на нагрузке напряжения величиной в доли вольт при больших питающих напряжениях, что достаточно важно в нашем случае. К тому же КПД таких схем может достигать величин 85-95% (100% в идеале). Поэтому в качестве выходного каскада усилителя напряжения выбираем данную схему.

Структурная схема усилителя преобразуется к виду, представленному на рис. **.