Основы теории линий передачи СВЧ (стр. 4 )

Недостатком плавных экспоненциальных переходов является их большая длина при значительных перепадах волнового сопротивления. Например, при W(z=l) /W0 = еbl = 7,4 и допуске на рассогласование |Гmax| £ 0,05 длина перехода l ³ 3l. При этом длина оптимального че-бышевского перехода в 3¸4 раза меньше. Среди плавных переходов при одинаковых перепадах волновых сопротивлений, нижней граничной частоте и допуске на рассогласование наименьшую длину имеют чебышевские переходы.

Сравнение ступенчатых и плавных переходов показывает, что при одинаковых параметрах длина ступенчатого перехода заметно меньше, чем плавного. Однако при этом полоса пропускания плавного перехода гораздо шире. При повышенных требованиях к электрической точности плавный переход предпочтительнее ступенчатого. Снижение электрической прочности последнего объясняется концентрацией электромагнитного поля в местах стыков отдельных ступенек. Следует отметить, что существует теоретическое ограничение на ширину полосы согласования, которое устанавливается теоремой Фано:

2Df/f = p/(Q ln|Г|),

где Q – добротность нагрузки, определяемая как отношение реактивной мощности, накапливаемой в нагрузке на средней частоте f0, к мощности тепловых потерь. Согласование невозможно также на частотах, соответствующих бесконечно большим реактивным сопротивлениям или проводимостям нагрузки.

2.4. Согласующие устройства в линиях передачи СВЧ

Рассмотрим согласующие устройства в линиях передачи СВЧ, наиболее распространенные на практике.

В волноводных, коаксиальных и полосковых трактах СВЧ применяются следующие типы согласующих устройств:

•  четвертьволновые трансформаторы;

•  последовательные и параллельные шлейфы;

•  ступенчатые и плавные переходы.

Кроме того, в волноводных трактах в качестве согласующих устройств используются диафрагмы и реактивные штыри. На рис. 2.13. представлены варианты волноведного исполнения четвертьволновых трансформаторов. При переходе от волновода, заполненного диэлектриком с относительной диэлектрической проницаемостью er к пустому волноводу может быть использован трансформатор, показанный на рис. 2.13, a. Трансформатор длиной lв/4 частично заполнен диэлектриком и имеет волновое сопротивление, равное среднему геометрическому волновых сопротивлений соединяемых волноводов:

Wтр = , W = .

На рис. 2.13, 6. в представлены четвертьволновые трансформаторы, предназначенные для согласования перехода прямоугольных волноводов с различными волновыми сопротивлениями. В частности, для волноводов с различными размерами узких стенок размер bтр определяется из условия: bтр = , а для волноводов с различными размерами широких стенок согла

сование обеспечивается при .

Рис.2.13. Четвертьволновые трансформаторы в волноводном исполнении для согласования волноводов с различным диэлектрическим заполнением (а) и с различными размерами узких (б) и широких (в) стенок

Варианты коаксиального выполнения четвертьволновых трансформаторов показаны на рис. 2.3. Диаметры проводов коаксиала трансформатора определяются из условия согласования Wтр = , и выражения для волнового сопротивления коаксиала (см. табл. 1.3).

Рис. 2.14. Полосковый четвертьволновый согласующий трансформатор

На рис. 2.14 показана топология четвертьволнового трансформатора в полосковом исполнении.

Для целей согласования в трактах СВЧ используются короткозамкнутые реактивные шлейфы. Варианты исполнения шлейфов представлены на рис. 2.15.

Рис. 2.15. Шлейфы: а – параллельный волноводный; б – последовательный волноводный; в – параллельный коаксиальный; г – параллельный полосковый разомкнутый; д – параллельный полосквый короткозамкнутый; е – последовательный полосковый; ж – эквивалентная схема последовательного полоскового шлейфа

Короткое замыкание в волноводных (рис. 2.15, а, б) и коаксиальных (рис.2.15, в) шлейфах достигается размещением в них проводящих поршней, размеры поперечного сечения которых обеспечивают короткое замыкание стенок волновода и свободное перемещение поршня вдоль волновода. (На рисунках поршни не показаны). На рис. 2.15, г, д, е показана топология полосковых шлейфов. Параллельный разомкнутый шлейф (рис. 2.15, г) имеет емкостный характер входного сопротивления: Хш = -Wшctg(bl) при l < lл/4. Параллельный короткозамкнутый шлейф (рис. 2.15, д) имеет индуктивный характер входного сопротивления Хш = Wшtg(bl) при l < lл/4. Короткое замыкание достигается соединением металлической перемычкой через отверстие в подложке полоски и металлического экрана. Последовательный полосковый шлейф и его эквивалентная схема показаны на рис. 2.15, е, ж. Параметры эквивалентной схемы определяются из соотношений:

, .

С использованием таких шлейфов могут быть построены шлейфовые согласующие устройства, эквивалентные схемы которых представлены на рис. 2.7, 2.8. Для примера на рис. 2.16. показана топология грехшлейфового полоскового согласующего устройства.

Четвертьволновые трансформаторы и шлейфы являются узкополосными согласующими устройствами. К широкополосным согласующим устройствам относятся ступенчатые и плавные переходы. На рис. 2.17. показаны варианты исполнения таких устройств на основе прямоугольных волноводов, коаксиалов и полосковых линий.

Диафрагмы и реактивные штыри, применяемые для согласования в волноводных факта, также являются узко-полосными устройствами.

Диафрагмой называется тонкая металлическая перегородка, частично закрывающая поперечное сечение волновода. Различают диафрагмы емкостные, индуктивные и резонансные. Их вид и эквивалентные схемы представлены на рис 2.18. Нормированные значения проводимости емкостной и индуктивной диафрагм определяются приближенными соотношениями

ВС = (4b/lв) ln(cosec(pd/2b)cosec (pу0/b));

ВL = -(lв/a) ctg2(pd/2a)(l + sec(pd/2a)ctg2(px0/a)).

Резонансная диафрагма образуется наложением емкостной и индуктивной диафрагм. Резонансная частота диафрагмы определяется приближенным соотношением

,

где с = 3 108 м/с – скорость света в вакууме.

Недостаток емкостной и резонансной диафрагм состоит в том, что они значительно снижают электрическую прочность тракта.

На практике находят применение сложные многощелевые диафрагмы. Они имеют многоконтурную эквивалентную схему. Подбирая размеры и количество щелей, удается создать требуемую частотную характеристику диафрагмы. Пример такой диафрагмы дан на рис. 2.19.

Реактивный штырь представляет собой металлический цилиндр небольшого диаметра, размещаемый в поперечном сечении волновода параллельно или перпендикулярно силовым линиям электрического поля. В зависимости от расположения штыря в поперечном сечении волновода и его размеров на эквивалентной схеме он может быть представлен индуктивностью пли емкостью. На рис. 2.20 представлены реактивные штыри в волноводе и их эквивалентные схемы. Значения номиналов элементов эквивалентных схем штырей определяются по формулам, имеющимся в справочной литературе. При неглубоком погружении штыря в волновод параллельно силовым линиям электрического поля он эквивалентен емкости (рис. 2.20, б). Такие штыри используются в перестраиваемом согласующем устройстве, эквивалентном трехшлейфовому согласователю (рис. 2.21). Недостаток емкостных штырей состоит в том, что они снижают электрическую прочность тракта.

3. ЭЛЕМЕНТЫ КОНСТРУКЦИЙ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ СВЧ

3.1. Соединения линий передачи СВЧ

Для сборки и разборки элементов тракта СВЧ они оснащаются специальными разъемами или соединительными устройствами. Такие разъемы должны обеспечивать надежный электрический контакт между соединяемыми устройствами. Они не должны снижать электрическую прочность тракта и вносить значительные отражения в тракт. Кроме того, разъемы должны обеспечивать необходимый уровень электрогерметичности тракта, т. е. минимальный уровень излучения электромагнитных волн из места соединения линий передачи.

В волноводных трактах применяют два типа соединений: контактное и дроссельно-фланцевое.

Контактное соединение может быть неразборным и разборным. Неразборное соединение волноводов осуществляется с помощью внешних муфт, надеваемых на место соединения с последующей сваркой или пропайкой (рис. 3.1, а). Разборное соединение выполняется в виде гладких фланцев, припаиваемых к концам волновода (рис. 3.1, б). Направляющие штифты обеспечивают необходимую точность установки волноводов. Фланцы имеют отверстия, через которые с помощью болтов осуществляется стягивание соединения. Для улучшения контакта и обеспечения электрогерметичности между соединяемыми волноводами помещают тонкую контактную прокладку, выполняемую из бериллиевой бронзы. Края этой прокладки, примыкающие к стенкам волновода, рассечены и отогнуты в разные стороны. При необходимости герметизации тракта используют

также резиновые прокладки. Контактное разъемное фланцевое соединение – |Г| < 0.1 в полосе работы волновода.

Рис 3.1. Соединение волноводов: а – неразъемное контактное; б – разъемное контактное; в – контактное с пружинящей прокладкой; 1 – припой; 2 – гладкий фланец; 3 – направляющий штифт; 4 – болт, 5 – контактная прокладка; б – резиновая прокладка

Дросселъно-фланиевое соединение обеспечивает надежный контакт между соединяемыми волноводами электрическим путем. Такое соеди­нение показано на рис. 3.2, а и отличается от контактного наличием кольцевой канавки во фланце глубиной d и шириной у и радиальной проточки с размером l и шириной z. Канавка представляет собой короткозамкнутый коаксиал, в котором возбуждается волна Н11, а радиальная проточка – участок так называемого радиального волновода. Структура силовых линий электрического поля в волноводе и канавке с волной Н11 показана на рис. 3.2, б. На рис. 3.2, в представлена эквива­лентная схема дроссельно-фланцевого соединения. Место механического контакта на этой схеме отмечено стрелкой. Дроссельная канавка вместе с радиальной проточкой представлены на эквивалентной схеме как два последовательно включенных короткозамкнутых шлейфа. Для того чтобы входное сопротивление этих шлейфов на рабочей частоте равнялось бы нулю, необходимо взять их общую длину lл/2, а механический контакт расположить в нуле тока, т. е. на расстоянии lл/4 от ко-роткозамыкаюшей перемычки. Таким образом, глубину канавки d следует взять равной lH11/4, а размер проточки l = l/4. Диапазонность дроссельного соединения увеличивается, если у > z. Обычно у = (2...5)z. Дроссельно-фланцевые соединения обеспечивают |G|<0.01 в полосе частот 20 %.

Рис. 3.2. Дроссельно-фланцевое соединение волноводов: а – конструкция соединения; б – структура электрическою поля в соединении; в – эквивалентная схема соединения

В коаксиальных трактах в качестве соединений используют высокочастотные разъемы штепсельного типа. При этом с одной стороны соединяемых коаксиалов размещается штыревой контакт, а с другой стороны – гнездовой. На практике находят применение различные типы коаксиальных высокочастотных разъемов. Пример конструкции одного из них приведен на рис. 3.3.

3.2. Изгибы и скрутки линий передачи СВЧ

При компоновке тракта СВЧ любой радиотехнической системы возникает необходимость применения изгибов и скруток. Эти элементы нарушают регулярность тракта и могут быть источником недопустимых отражений. В волноводных трактах используют изгибы (рис. 3.4). Размеры отражателей ХЕ и ХH в изгибах, показанных на рис. 3.4, a, б, выбираются из условия обеспечения минимального значения коэффициента отражения ХH = (0,6...0,7)a, ХЕ = 0,4b. В изгибе с двойным изломом (рис. 3.4, в) улучшение согласования достигается за счет уменьшения отражений от каждого из изломов и взаимной компенсации отраженных волн от каждого из них. Для этого расстояние между изломами l выбирается примерно равным lв/4. Плавный изгиб (рис. 3.4, г) характеризуется своим радиусом r и углом поворота j. Чем больше радиус изгиба и меньше угол поворота, тем меньше отражения от изгиба. Для улучшения согласования длину изгиба следует выбирать кратной lв/2.

В волноводных трактах используют также скрутки. Возможный вариант выполнения скрутки показан на рис. 3.5. Скрутка предназначена для изменения плоскости поляризации, распространяющейся по волноводу волны на требуемый угол. Для улучшения согласования скрутки ее длину выбирают кратной lв/2.

Рис. 3.4. Волноводные изгибы: a – в плоскости Е; б – в плоскости H; в – в плоскости Е с двойным изломом; г – плавный

В жестких коаксиальных трактах используются уголковые и плавные изгибы (рис. 3.6). Для улучшения согласования простого уголкового изгиба уменьшают диаметр центрального проводника d =0,52r1 (рис. 3.6, а) или делают срез центрального проводника на величину d =0,28r1. Для улучшения согласования длина плавных изгибов должна быть кратной lл/2.

Рис. 3.6. Коаксиальные изгибы: а – простой с согласующей протечкой; б – с согласующим срезом; в – плавный

Рис. 3.7. Полосковые изгибы: а, б – простой уголковый, в – скругленный, г – с согласующим срезом, д – плавный

На рис. 3.7 показаны варианты выполнения изгибов полосковых линий. Простой уголковый изгиб (рис. 3.7, а) не обеспечивает хорошего согласования. Изгиб полосковой линии на небольшой угол (a£30°) не вызывает заметных отражений (рис. 3.7, б). На практике чаще всего используют скругленный (рис. 3.7, в) или подрезанный (рис. 3.7, г) изгибы; для них Kсв = 1,08 и Kсв = 1,04 соответственно. Лучшие результаты по согласованию дает плавный изгиб (рис. 3.7, д); для него Kсв = 1,02 . Однако он имеет большие размеры по сравнению с подрезанным уголковым изгибом.

3.3. Переходы между линиями передачи СВЧ

В трактах СВЧ часто возникает необходимость перехода от одного типа линии передачи к другому, например от коаксиала к прямоугольному или круглому волноводу, от коаксиала к полосковой линии, от прямо­угольного волновода к круглому и т. п. Для этих целей предназначены специальные устройства, называемые переходами. Переходы нарушают регулярность тракта и поэтому должны быть хорошо согласованы по каждому из входов и не снижать электрическую прочность тракта. Наиболее важным в переходе является элемент связи, предназначенный для извлечения энергии из одной линии передачи и возбуждения электромагнитных колебаний в другой. В зависимости от типа соединяемых линий элемент связи может иметь различные конструкторские реализации. В электродинамическом смысле он представляет собой систему электрических и магнитных сторонних токов, определенным образом размещенных в линии передачи. Эти токи стремятся расположить так, чтобы с максимальной интенсивностью в линии передачи возбуждался требуемый тип волны и не возбуждались волны нежелательных типов. Амплитуда возбуждаемого типа волны будет максимальна, если при расположении элемента связи в линии передачи выполняются следующие условия:

•  сторонний электрический ток на элементе связи протекает параллельно электрическому полю возбуждаемой волны;

•  сторонний магнитный ток на элементе связи протекает параллельно силовым линиям магнитного поля;

•  элемент связи располагается в максимуме соответствующей компоненты поля.

Различают элементы связи электрического и магнитного типов. Например, штырь является электрическим элементом связи, а петля – магнитным. Для возбуждения линий передачи СВЧ могут быть использованы элементы связи в виде отверстий определенной формы или узких щелей.

На рис. 3.8. представлен коаксиально-волноводный переход. Он предназначен для перехода от коаксиала с волной типа Т к прямоугольному волноводу с волной H10. Обычно штырь, являющийся продолжением внутреннего провода коаксиала, располагают посредине широкой стенки волновода, а расстояние до короткозамыкающей стенки z1, берут равным четверти длины волны в волноводе. Для обеспечения хорошего согласования необходимо также правильно выбрать высоту штыря l и его диаметр. Обычно берут l = l/4. Форма штыря и его диаметр существенно сказываются на полосовых свойствах перехода: чем толще штырь, тем шире полоса. При работе перехода вблизи штыря образуются все типы волн в прямоугольном волноводе. Кроме основной волны Н10, они находятся в закритическом режиме, и их амплитуды экспоненциально убывают при удалении от штыря. Скорость убывания определяется индексами т и п, характеризующими каждый тип волны в волноводе. Расстояние z2, от штыря до контактного фланца выбирается из условия уменьшения амплитуды высшей волны, ближайшей к основной волне Н10, до требуемой величины. Ближайшей к основной высшей волной в таком переходе является волна H30. Для уменьшения ее амплитуды в N раз величину z2 следует выбрать из соотношения

Рис. 3.8. Коаксиально-волноводный переход

Для возбуждения основной волны в прямоугольном волноводе с помощью полосковой линии используется волноводно-полосковый переход. Широкополосный переход между полосковой линией и прямоугольным волноводом может быть реализован применением П-образного волновода. При этом П-образный волновод получается из обычного прямоугольного волновода путем установки продольного металлического клина длиной (2..3)lв (рис. 3.9). Варианты коаксиально-полосковых переходов показаны на рис. 3.10.

На практике часто возникает задача передачи мощности СВЧ от неподвижного генератора к вращающейся антенне. Эта техническая задача решается с помощью перехода, называемого вращающимся сочленением. Для вращающихся сочленений используют линии передачи, имеющие осевую симметрию поперечного сечения, и выбирают тип волны, у которой силовые линии поля обладают азимутальной симметрией. Перечисленным условиям удовлетворяют коаксиальный волновод с волной типа Т и круглый волновод с волной Е01

Рис. 3.9. Волноводно-полосковые переходы: а – зондовый на симметричную полосковую линию; б – П-образный на несимметричную полосковую линию; 1 – центральный проводник; 2 – металлическая пластина; 3 – диэлектрическая подложка; 4 – прямоугольный волновод; 5 – поршень; 6 – металлический клин; 7 – гребень П-образного волновода

Основным элементом вращающегося сочленения коаксиального типа являются дроссельные канавки, обеспечивающие надежный электрический контакт между вращающимися коаксиалами (рис. 3.11). Назначение и принцип работы дроссельных канавок во вращающемся сочленении такие же, как и в дроссельно-фланцевом соединении. Трущиеся контакты располагаются в нулях продольных токов, что достигается выбором глубины дроссельных канавок порядка четверти длины волны. При этом дроссельные канавки располагаются как во внешнем, так и во внутреннем проводниках коаксиала.

Рис 3.10. Коаксиально-полосковые переходы: а – непосредственный на симметричную полосковую линию; б – перпендикулярный на симметричную полосковую линию; в – перпендикулярный на несимметричную полосковую линию; 1 – центральный проводник; 2 – металлическая пластина; 3 – коаксиальная линия; 4 – разомкнутый шлейф; 5 – отверстие для согласования перехода

На рис. 3.12 схематично представлено вращающееся сочленение на основе круглого волновода с волной Е01. Оно представляет собой основной круглый волновод диаметром 2a1 перпендикулярно которому присоединены два прямоугольных волновода, являющихся входами устройства. Основной круглый волновод сверху и снизу заканчивается гасящими объемами. Они представляют собой короткозамкнутые круглые волноводы диаметром 2а2 и длиной l. Внутри основного волновода на расстоянии L друг от друга размещены резонансные металлические кольца диаметром 2rк. Рабочим типом волны во вращающемся сочленении является волна E01, круглого волновода. Структура силовых линий полей этой волны показана на рис. 1.27, б. Диаметр основного круглого волновода 2а1 выбирается из условия распространения в нем волны E01: l<lкрE01 = 2,61a1. Ближайший высший тип волны круглого волновода H21, должен находиться в закритическом режиме l>lкрH21 = 2,06a1. Из этих неравенств определяем интервал возможных значений a1: l/2,61 < a1 < l/2,06. При возбуждении прямоугольным волноводом круглого в нем, кроме волны E01, возбуждается паразитная волна H11, которая является основной волной круглого волновода и при выбранном радиусе a1 находится в докритическом режиме, так как l<lкрE01<lкрH11=3,41a1. Наличие волны H11 в основном волноводе является нежелательным, так как структура поля этой волны не обладает азимутальной симметрией, вследствие чего при работе вращающегося сочленения могут изменяться условия передачи мощности с одного входа сочленения на другой. В реальных конструкциях вращающихся сочленений для подавления

волны H11 предназначены гасящие объемы или резонансные кольца.

Рис. 3.12. Вращающееся сочленение на круглом волноводе

Эквивалентная схема вращающегося сочленения с гасящими объемами показана на рис. 3.13. Длина шлейфов l выбирается таким образом, чтобы для волны E01 линия от клемм 1 к клеммам 2 была бы прозрачной, для волны H11 имела бы разрыв в месте подключения шлейфов. Это обеспечивается выполнением равенств l = lE01/2, l = 3lH11/4. Первое из этих равенств обеспечивает нулевое входное сопротивление шлейфов для волны E01 а второе – бесконечное входное сопротивление для волны

H11. Одновременное выполнение этих равенств достигается выбором радиуса a2 круглого волновода гасящего объема.

Рис. 3.13. Эквивалентные схемы волноводного вращающегося сочленения с гасящими объемами

Резонансные металлические кольца могут быть использованы для подавления волны H11 вместо гасящих объемов. Так как кольца тонкие, то они не оказывают заметного влияния на распространение волны E01. Силовые линии магнитного поля этой волны параллельны кольцу и не вызывают появления в кольце кольцевого поверхностного тока. Однако структура магнитных силовых линий волны H11 такова, что в кольце возбуждается поверхностный кольцевой ток (рис. 3.14). Амплитуда этого тока максимальна при резонансной длине кольца 2prк =l. В данном случае такое кольцо интенсивно отражает волну H11. Для усиления эффекта гашения этой волны используют два резонансных кольца, размещаемых на расстоянии L друг от друга: L = 2(n + 1) lH11/4, где n = 1,2.

Литература

1. , , Мишустин СВЧ: Учеб. пособие / Под ред. . - М.: Высшая школа, 1981.

2. Григорьев Л Д. Электродинамика и техника СВЧ: Учебник для вузов но специальности "Электронные приборы и устройства". - М.: Высшая школа, 1990.

3. и др. Оптимальный синтез устройств СВЧ с эм-волнами / Под ред. . - М.: Радио и связь, 1984.

Микроэлектронные устройства СВЧ: Учеб. пособие для радиотехнических специальностей вузов / , , и др.; Под ред. . - М.\ Высшая школа, 1988.

5. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / , , и др. I Под ред. . — М.: Радио и связь, 1982.

6. Линии передачи СВЧ-диапазона; ; Сайнс-Пресс; 2002 г.; 80 стр