Электрооборудование промышленности (стр. 14 )

Задание 2

Спроектировать двухзвенный преобразователь частоты (ПЧ) с автономным инвертором для электропитания асинхронного двигателя в энергосберегающем электроприводе переменного тока. Технические данные электродвигателя даются в табл. П2.

Электрическая функциональная схема ЭП с ПЧ

Вариант электрической функциональной схемы приведен на рис.7.2. Электропривод служит для автоматического управления работой насосов, перекачивающих жидкость.

В преобразователе применена наиболее распространенная для управления асинхронным короткозамкнутым двигателем схема ПЧ с автономным инвертором напряжения (АИН) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) напряжения на выходе и неуправляемым выпрямителем на входе силовой части схемы и микропроцессорным управлением. При питании от сети 380 В наиболее рациональным является применение в инверторе полупроводниковых вентилей нового поколения – биполярных транзисторов с изолированным затвором IGBT.

Основные элементы, входящие в эту схему (рис 7.2): UZ – неуправляемый выпрямитель; L0, Со – фильтр; RT– термистор, ограничивающий ток заряда конденсатора С0; R0 – разрядное сопротивление для конденсатора Со, FU1, FU2 – предохранители; R, С – цепь защиты (снаббер) от перенапряжений на ключах IGBT; RS – датчик тока для организации защиты (FA) от сквозных и недопустимых токов перегрузки через IGBT; VT – VD – интегрированный 3-фазный инвертор на IGBT с обратным диодным мостом.

Основные блоки в системе управления:

- блок питания на 8-развязанных источников напряжения;

- микроконтроллер AD на базе сигнального процессора 1899BE1;

- плата индикации DS с переключателем способа управления местное/ дистанционное;

- блок сопряжения ТВ по работе с внешними сигналами или командами;

- согласующие усилители UD – драйверы IGBT.

Работает электропривод следующим образом. При подаче силового напряжения 380В на вход выпрямителя UZ в звене постоянного тока происходитпроцесс заряда конденсатора фильтра C0 который определяется величинами L0, C0. Одновременно с этим в информационную часть схемы подается питание (напряжения U1 – U8). В процессе выдержки времени на установление напряжений стабилизированных источников питания U1 – U4 аппаратная защита FA блокирует открывание ключей инвертора и происходит запуск программы управления процессором по аппаратно – формируемой команде "Рестарт". Выполняется предустановка ряда ячеек ОЗУ процессора (установка начальных условий), определяется способ управления "Местное/Дистанционное", "по умолчанию" устанавливается режим работы "Подача" (Q). Если с датчиков тока фаз двигателя ТАА – ТАС, аппаратной защиты FA, напряжения сети Uс поступает информация о нормальных параметрах, то привод готов к работе, на цифровой индикатор выводятся нули, светится светодиод "Подача". В противном случае загорается светодиод "Авария" и на цифровом индикаторе появляется код срабатывания той или иной защиты.

Для управления двигателем процессор формирует систему трехфазных синусоидальных напряжений, изменяемых по частоте и амплитуде, и передает их в модулятор, в котором синусоидальные сигналы управления фазами – “стойками” инвертора, состоящими из последовательно включенных ключей IGBT, преобразуются в дискретные команды включения и отключения транзисторов классическим методом центрированной синусоидальной ШИМ. Несущая частота ШИМ составляет от 5 кГц до 15 кГц.

Методика расчета приводится для ПЧ с АИН (рис.7.2.), выполненного на гибридных модулях, состоящих из ключей IGBT и обратных диодов FWD, смонтированных в одном корпусе на общей тепловыводящей пластине.

Расчет инвертора

Максимальный ток через ключи инвертора определяется из выражения:

, (7.14)

где Pн – номинальная мощность двигателя, Вт; kI = (1,2–1,5) – коэффициент допустимой кратковременной перегрузки по току, необходимой для обеспечения динамики электропривода; k2 – коэффициент допустимой мгновенной пульсации тока, равный 1,1–1,2; ηн – номинальный КПД двигателя; Uл – линейное напряжение двигателя, В.

Транзисторы IGBT выбираются с постоянным (номинальным) током коллектора: Iс ≥ Iс. макс.

Расчет потерь в инверторе при ШИМ формировании синусоидального тока на выходе заключается в определении составляющих потерь IGBT в проводящем состоянии и при коммутации, а также потерь обратного диода.

Потери в IGBT в проводящем состоянии

, (7.15)

где Iср = Iс. макс/k1 – максимальная величина амплитуды тока на входе инвертора; D = (tp/T) – максимальная скважность, принимается равной 0,95; cosθ – коэффициент мощности примерно равный cosφ; Uce(sat) – прямое падение напряжения на IGBT в насыщенном состоянии при Iср и Тj =125С (типовое значение 2,1– 2,2В).

Потери IGBT при коммутации:

, ( 7.16)

где tcon, tcoff – продолжительность переходных процессов по цепи коллектора IGBT на открывание tcon и закрывание tсoff транзистора, с (типовое значение tсon = 0,3 – 0,4 мкс, tсoff = 0,6– 0,7 мкс); Ucc – напряжение на коллекторе IGBT (коммутируемое напряжение, равное напряжению звена постоянного тока для системы АИН–ШИМ), В; fsw – частота коммутаций ключей (частота ШИМ), обычно от 5000 до 15000Гц. Суммарные потери IGBT:

(7.17)

Потери диода в проводящем состоянии:

, (7.18)

где Iеp = Iср – максимум амплитуды тока через обратный диод, А;Uec – прямое падение напряжения на диоде (в проводящем состоянии) при Iep, B.

Потери восстановления запирающих свойств диода:

, (7.19)

где Irr. – амплитуда обратного тока через диод ( равные Icp), A; trr – продолжительность импульса обратного тока, с (типовое значение 0,2 мкс).

Суммарные потери диода:

(7.20)

Результирующие потери в IGBT с обратным диодом определяются по формуле:

(7.21)

Найденные результирующие потери являются основой для теплового расчета инвертора, в ходе которого определяются тип и геометрические размеры необходимого охладителя, а также проверяется тепловой режим работы кристаллов IGBT и обратного диода.

Максимально допустимое переходное сопротивление охладитель – окружающая среда Rth(f-a) 0С/Вт, в расчете на пару IGBT/FWD (транзистор/обратный диод)

, (7.22)

где Та – температура охлаждающего воздуха, 45 – 50 °С; Тс – температура теплопроводящей пластины, 90 – 110 °С; Рm – суммарная рассеиваемая мощность, Вт, одной парой IGBT/FWD, Rth(c-f) – термическое переходное сопротивление корпус – поверхность теплопроводящей пластины модуля в расчете на одну пару IGBT/FWD, °С/Вт.

Температура кристалла IGBT определяется по формуле

, (7.23)

где Rth(j-c)q – термическое переходное сопротивление кристалл – корпус для IGBT части модуля. При этом должно выполняться неравенство Tja ≤ 1250C.

Температура кристалла обратного диода FWD

, (7.24)

где Rth(j-c)d – термическое переходное сопротивление кристалл – корпус для FWD части модуля. Должно выполняться неравенство Тj ≤ 1250C.

Если Tj > 125 °С или опасно приближается к этой максимально допустимой температуре кристалла, то нужно улучшить теплоотвод за счет использования охладителя с меньшей величиной Rth(f-a) т. е. задавшись меньшей температурой корпуса Тс.

Расчет выпрямителя

Среднее выпрямленное напряжение

, (7.25)

где kсн = 1,35 для мостовой трехфазной схемы; kсн = 0,9 – для мостовой однофазной схемы.

Максимальное значение среднего выпрямленного тока:

, (7.26)

где n – количество пар IGBT/FWD в инверторе.

Максимальный рабочий ток диода:

, (7.27)

где, при оптимальных параметрах Г-образного LС-фильтра, установленного на выходе выпрямителя, kcc =1,045 для мостовой трехфазной схемы; kcc =1,57 для мостовой однофазной схемы.

Максимальное обратное напряжение вентиля (для мостовых схем):

, (7.28)

где kc ≥ 1,1– коэффициент допустимого повышения напряжения сети; k3H – коэффициент запаса по напряжению (>1,15); ΔUн – запас на коммутационные выбросы напряжения в звене постоянного тока (≈100-150 В).

Вентили выбираются по постоянному рабочему току (не менее Iv, m) и по классу напряжения (не менее Uνm/100).

Расчет потерь в выпрямителе для установившегося режима работы электропривода (Id = Idm/k1):

, (7.29)

где kcs = 0,577 для мостовой трехфазной схемы; kcs = 0,785 для мостовой однофазной схемы; Ron – динамическое сопротивление в проводящем состоянии вентиля; Uj – прямое падение напряжения на вентиле при токе 50 мА (Uj + RonIdm/k1) – составляет около 1 В для диода или 1,3 В для тиристора);mv – число вентилей в схеме.

Тепловой расчет параметров охладителя выпрямителя следует проводить аналогично приведенному выше расчету для инвертора.

Максимально допустимое переходное сопротивление охладитель – окружающая среда {Rth(f-a)} в расчете на выпрямитель:

, (7.30)

где Rth(c-f) – термическое переходное сопротивление корпус – поверхность теплопроводящей пластины модуля.

Если не все вентили моста размещены в одном модуле, то необходимо PDV привести к числу вентилей, расположенных в одном корпусе.

Температура кристалла:

, (7.31)

где Rth(c-f).DV – термическое переходное сопротивление кристалл – корпус для одного вентиля модуля; nD – количество вентилей в модуле. Необходимо, чтобы выполнялось неравенство; TjDV ≤ 140 0С.

Расчет параметров охладителя

Расчет параметров охладителя проводится в соответствии с рекомендациями, изложенными в [1].

Предварительно определяется требуемое суммарное переходное тепловое сопротивление охладитель – окружающая среда в расчете на суммарную выделяемую мощность всеми устанавливаемыми на данный охладитель силовыми полупроводниковыми приборами (модулями). При установке модулей (выпрямитель, инвертор) на общий охладитель требуемое сопротивление определяется

аналогично суммарному сопротивлению при параллельном включении резисторов:

(7.32)

Как правило, на один охладитель удается установить все приборы при мощностях инвертора до 55 кВт. Критерием перехода на применение двух и более охладителей служит длина требуемого профиля охладителя, которая для эффективного использования поверхности профиля не должна превышать одного метра.

Площадь охладителя (гребенки), участвующая в излучении тепла при следующей геометрии определятся по формуле:

(7.33)

где d, b и h - габаритные размеры профиля (см. рис.7.3)

Рис. 7.3 Охладитель (гребенка)

Площадь охладителя (гребенки), участвующая в конвекции

, (7.34)

где m - число ребер.

Переходное сопротивление излучению тепла равно

, (7.35)

где Тс – температура поверхности охладителя в град. К; Та – температура окружающего воздуха в град. К; ΔT = Tс – Tа; Е – коэффициент излучения поверхности (0,8 – для алюминия);

Переходное температурное сопротивление теплопередачи конвекцией

(при d< 1 м):

, (7.36)

где Fred – коэффициент ухудшения теплоотдачи (конвекции) при расстоянии между ребрами охладителя менее 20 мм, график зависимости Fred от расстояния между ребрами дан на рис. 7.4

Рис.7.4.

Переходное температурное сопротивление охладитель–окружающая среда при естественном охлаждении:

(7.37)

Следовательно, для данного типа охладителя имеем следующую зависимость:

, (7.38)

где А, В, С – коэффициенты, получаемые при подстановке (7.35) и (7.36) в (7.37).

Температурное сопротивление является при прочих неизменных условиях нелинейной функцией длины охладителя d при расположении ребер вертикально. Для конкретного типа охладителя требуется рассчитать зависимость Rth(f–a) = f(d) и выбрать d такой величины, чтобы температурное сопротивление было не более расчетного значения (7.31) для всех приборов, установленных на охладителе. Например, для преобразователя частоты на мощность двигакВт Rth(f-a) = 0,03 °С/Вт, а на мощность двигателя 2,2 кВт – Rth(f-a) = 0,8 °С/Вт.

Ряд фирм, производителей профилей для охладителей, дают на свою продукцию зависимости Rth(f–a = f(d) или величины Rth(f–a) на единицу длины профилей, а также зависимости – Rth(f–a) от скорости охлаждающего воздуха. При скорости охлаждающего воздуха 3 м/с тепловое переходное сопротивление уменьшается в среднем в 1,7– 2 раза. Следовательно, по сравнению с расчетной длиной профиля для естественного охлаждения, длина охладителя при принудительном воздушном охлаждении со скоростью воздуха 3 м/с может быть уменьшена также в 1,7– 2 раза.

Расчет фильтра

Коэффициент пульсаций на входе фильтра (отношение амплитуды напряжения к среднему значению):

, (7.39)

где m – пульсность схемы выпрямления (m = 6 для трехфазной мостовой схемы, m = 2 для однофазной мостовой схемы).

Параметр сглаживания LC-фильтра:

, (7.40)

где S = q1вх/q1вых коэффициент сглаживания по первой гармонике; fs – частота сети, Гц.

Параметр сглаживания С – фильтра:

, (7.41)

где Ls – индуктивность сети, приведенная к звену постоянного тока.

Значения коэффициента сглаживания S лежат в диапазоне от 3 до 12.

Индуктивность дросселя LC – фильтра для обеспечения коэффициента мощности на входе выпрямителя KM = 0,95 определяется из следующих условий:

(7.42)

, (7.43)

где Id – номинальный средний ток звена постоянного тока, А.

В [?] был сделан вывод о том, что в трехфазных инверторах с ШИМ по синусоидальному закону реактивная энергия полностью скомпенсирована по выходной частоте. Это означает, что KM зависит преимущественно (без учета запаздывания открывания вентилей) от индуктивности фильтра L0 и индуктивности питающей сети Ls.

Зависимость KM = f(L0/L0мин) приведена для трехфазного мостового выпрямителя на рис 7.5

Рис. 7.5 Зависимость KM = f(L0/L0мин) для трехфазного мостового выпрямителя.

Величина минимальной индуктивности L0мин фильтра определяется из (6.43):

Из рис.7.5. видно, что для обеспечения Км = 0,95 необходимо иметь индуктивность дросселя фильтра L0 = 3L0MИH.

Емкость конденсаторов, необходимая для протекания реактивного тока нагрузки инвертора [1] находится из выражения:

, (7.44)

где Ism1– амплитудное значение тока в фазе двигателя, А; φ1– угол сдвига между 1– ой гармоникой фазного напряжения и фазного тока; q1– коэффициент пульсаций; fsw – частота ШИМ, Гц.

После выбора типа фильтра LC или С рассчитывается емкость конденсаторов C01 или С02 и сравнивается с емкостью С03, рассчитанной по (7.45). Для практической реализации фильтра используют конденсаторы с наибольшим значением емкости С0i (i=1,2 или 3).

Амплитуда тока через конденсаторы фильтра на частоте пульсаций выпрямленного тока (по 1-ой гармонике):

(7.45)

Далее, в зависимости от величины С0, и амплитуды тока формируется батарея конденсаторов на емкость не менее С0, и допустимым по амплитуде током более IСоm, напряжением не менее 800 В для трехфазной мостовой схемы или 400 В для однофазной мостовой схемы выпрямителя. Запас по току берется в зависимости от требуемого ресурса работы инвертора.

Некоторые фирмы, производящие электролитические конденсаторы, дают более подробную информацию по выбору конденсаторов по току. Например, для конденсаторов стандарта IEC 384 – 4 имеем допустимое амплитудное значение тока (при T=85°С и f=100 Гц) I=3,1 А при следующих номинальных параметрах: U=450 В, С=470 мкФ. В каталоге на электролитические конденсаторы фирмы Siemens Matsushita Components дана зависимость поправочного коэффициента от частоты для приведения тока к частоте fi=100Гц:

Таблица.7.3

Например, для преобразователя частоты на мощность двигакВт Со, i = 5540 мкФ (32 конденсатора по 680 мкФ/400 В, включенных парами последовательно для повышения рабочего напряжения – всего 16 пар, которые включены параллельно для получения заданной емкости), а на мощность 2,2 кВт – Co, i = 235 мкФ (2 конденсатора 470 мкФ/400 В, включенных последовательно). Применяются также электролитические конденсаторы на большие емкости и большие токи, например, конденсаторы Rifa 4700 мкФ/450 В допускают амплитудное значение переменной составляющей тока: на 100 Гц 14,8 А и на 10 кГц – 34,9 А и классифицируются как приборы Long Life (10 лет службы). Однако, по цене, удобству распределенного размещения электролитических конденсаторов в преобразователе для уменьшения индуктивности монтажа, ремонтопригодности, доступности приобретения «батарея» из «мелких» конденсаторов может оказаться более предпочтительной, чем применение «крупных» конденсаторов.

Расчет снаббера

Так как IGBT коммутируется с высокой скоростью, то напряжение UCE быстро возрастает, особенно при запирании транзистора, и может достичь критического значения, способного вызвать пробой либо коллектора, либо затвора транзистора (последнее возможно, если индуктивность цепей управления IGBT велика). Чтобы минимизировать превышение напряжения (перенапряжение) и предотвратить аварию IGBT требуется установка снаббера (демпфирующей цепи). Типичные схемы снабберов и их особенности рассмотрены в табл.7.3.

Конденсатор для указанных схем необходимо выбирать с хорошими высокочастотными характеристиками, высокими допустимыми импульсными токами и малым тангенсом угла потерь, например, К78 – 2 или Э63К.

Сопротивление резистора зависит от емкости конденсатора С и частоты коммутации IGBT fsw. Расчетные формулы для выбора мощности резисторов цепей снабберов, указанных в табл.7.4., схем имеют следующий вид:

Схемы 2,3 и 5:

(7.46)

Схема 4:

, (7.47)

где U – напряжение коллектор – эмиттер в установившемся режиме, которое равно напряжению звена постоянного тока преобразователя системы АИН ШИМ, ΔU – перенапряжение (рис7.6).

Рис. 7.6

Выбор величины сопротивления производится из условия минимума колебаний тока коллектора при включении IGBT

, (7.48)

где Lsn – индуктивность цепей снаббера, которая не должна быть более 10Гн.

Ток, протекающий через диод снаббера – импульсный. Он почти равен отключаемому току коллектора и длится до одной мкс.

Отношение максимума тока через диод снаббера к среднему около (20 – 50):1. Диод должен быть высокочастотным и с временем восстановления запирающих свойств trr не более 0,3 мкс.

Величина ΔU зависит от многих факторов, она не должна превышать 50-60 В. Так, для схем из табл. 7.3 можно отметить следующее:

– бросок напряжения ΔU (рис7.6 ) при запирании модуля определяется как параметрами схемы, так и характеристиками IGBT, поэтому ΔU не может быть выражен математически;

– ΔU существенно зависит от индуктивности L2 цепей снаббера (L2 недолжна быть более 10 нГн);

– ΔU незначительно зависит от резистора Rg на входе затвора и от температуры;

– ΔU не определяется величиной емкости снаббера. Следовательно, для ограничения ΔU важно ограничить индуктивности L1 и L2 за счет ограничения длины проводов и их бифилярного монтажа.

Таблица 7.4

Емкость конденсатора снаббера определяется величиной второго броска напряжения ΔU' (рис 7.6), который не должен превышать 20-25 В. Учитывая, что индуктивность проводов между электролитическим конденсатором и IGBT модулем L1, отключаемый ток IС, то выражение для расчета емкости представляется в виде:

(7.49)

Хотя емкость конденсатора снаббера определяется величиной L1 и может быть рассчитана по (7.49) окончательно определить С можно, фактически установив модуль и определив перенапряжение. Типичное значение емкости снаббера составляет 1 мкФ на 100 А коммутируемого транзистором IGBT тока.

Числовые данные к курсовой работе

Задание 1

Табл.7.5

Технические данные двигателей постоянного тока серии 2П.

№	Ud, B	Pн, кВт	Тип двигателя	η, %	Lя. ц., мГн	nном,, об/мин	ξп	ξм
1	2	3	4	5	6	7	8	9
1	110	10	2ПО180М	79	1,4	1500	0,75	1,1
2	440	75	2ПН200L	92	1,2	3000	0,75	1,1
3	220	22	2ПН200М	88	8,1	1500	0,75	1,1
4	220	10	2ПО180М	79	4,2	1500	0,75	1,1
5	220	7,5	2ПН160М	83	4,0	1500	0,75	1,1
6	220	9,0	2ПФ180М	84	1,6	750	0,75	1,1
7	110	11	2ПН160L	80	3,1	1500	0,75	1,1
8	220	20	2ПФ200L	86	3,2	1000	0,75	1,1
9	220	6,0	2ПО160M	79	9,0	1500	0,75	1,1
10	220	11	2ПН160L	79	3,1	1500	0,75	1,1
11	220	25	2ПФ180L	87	4,4	2200	0,75	1,1
12	220	30	2ПН180L	90	4,4	2200	0,75	1,1
13	110	9,5	2ПБ180M	84	1,2	2200	0,75	1,1
14	110	13	2ПН200M	82	0,9	1000	0,75	1,1
15	220	18,5	2ПН180L	87	2,2	1500	0,75	1,1
16	220	8,5	2ПН200M	81	6,4	1000	0,75	1,1
17	340	42	2ПН180L	91	2,2	3000	0,75	1,1
18	220	7,5	2ПФ132L	83	3,5	2200	0,75	1,1
19	220	8,0	2ПО160M	83	1,9	2200	0,75	1,1
20	440	28	2ПН200L	89	1,3	3000	0,75	1,1
21	220	13	2ПН200M	82	3,6	1000	0,75	1,1
22	220	17	2ПО200L	86	2,4	1500	0,75	1,1
23	220	36	2ПН200M	90	0,9	2200	0,75	1,1
24	220	16	2ПН200L	83	3,2	1000	0,75	1,1
25	220	24	2ПН160L	89		3000	0,75	1,1
26	440	53	2ПН200L	91	2,1	2200	0,80	1,15
27	220	37	2ПН180M	90	2,7	3000	0,80	1,15
28	110	12	2ПФ180M	81	1,2	1000	0,80	1,15
29	220	15	2ПН180M	83	2,7	1500	0,80	1,15
30	220	18	2ПН160M	88		3000	0,80	1,15
31	440	28	2ПО200L	89		3000	0,80	1,15
32	220	12	2ПФ180M	81	4,9	1000	0,80	1,15
33	220	20	2ПФ200L	88	3,2	1000	0,80	1,15
34	440	55	2ПФ200L	91	1,2	3000	0,80	1,15
35	220	26	2ПФ180M	89	0,68	3000	0,80	1,15
36	220	14	2ПФ180L	83	4,4	1000	0,80	1,15
37	220	26	2ПФ180M	89	0,68	3000	0,80	1,15
38	220	37	2ПН180M	91	2,7	3000	0,80	1,15
39	440	60	2ПН200M	92	1,6	3000	0,80	1,15
40	220	15	2ПН180M	83	2,7	1500	0,75	1,15
41	220	30	2ПН180L	90	4,4	2200	0,75	1,1
42	440	53	2ПН200L	91	2,1	2200	0,75	1,1
43	220	16	2ПН200L	83	3,2	1000	0,80	1,15
44	220	36	2ПН200M	90	0,9	2200	0,80	1,15
45	440	42	2ПН180L	90		3000	0,80	1,15
46	220	17	2ПО200L	86	2,4	1500	0,80	1,15