Метод Antenna Diversity: теория и практика применения (стр. 2 )

для произвольной амплитуды A, которая идентична для сигналов обеих антенн, и для длины волны несущей частоты. Предположим, что фронт импульса является плоским; это справедливо для волн, которые прошли большое расстояние от истинного источника или от наведенного источника, который имеет вид отражающей поверхности. Кроме того, в этой главе предполагается, что взаимным влиянием между антеннами можно пренебречь. Это - разумное предположение для разделяемых антенн для баз разделения, величина которых больше, чем приблизительно . Ясно, что выходное напряжение Vout является функцией

Максимальные величины амплитуды, и ее минимальные величины определяются выражениями:

где n –это целое число. Таким образом, антенная система работает как пространственный фильтр, она подавляет и усиливает волны в зависимости от угла их прихода. Это показано на Рисунке 1.4 для различных баз разделения антенн ra.

Пространственный фильтр может препятствовать случаям деструктивной интерференции (когда выходной сигнал настолько мал, что его детектирование невозможно) путем простого сокращения количества взаимодействующих волн. Он может также уменьшить дисперсию временной задержки, поскольку только малый набор взаимодействующих волн поражает выходной сигнал; другие волны подавляются. Только за счет прямого объединения сигналов от обеих антенн диаграмма направленности пространственного фильтра уже является сформированной. Нежелательно, чтобы пользователь вручную ориентировал антенную систему для нахождения наилучшей ориентации пространственного фильтра по отношению к пришедшим волнам. Таким образом, в один из антенных трактов должна быть добавлена управляемая временная задержка td, как показано на Рисунке 1.5.

Амплитуда выходного напряжения суммирующей схемы может быть записана в виде:

где с – это скорость распространения электромагнитных волн в вакууме ( м/сек), а A – произвольная амплитуда.

Рисунок 1.3. Фронт волны, показанный сплошной линией, воздействующий на две антенны, подсоединенные к суммирующей схеме + , ra является индивидуальным для отдельной антенной системы, - угол падения.

Рисунок 1.4. Нормализованные диаграммы направленности двух всенаправленных антенн, соединенных как показано на Рисунке 1.3 для различных величин базы разделения ra:

Рисунок 1.5. Сумматор равного усиления; сплошные линии представляют сигнальные линии, пунктирные – линии управления, sq - сигнал индикатора качества. Наименование блоков слева направо: антенны, контролируемая временная задержка td, суммирующая схема + и приемник RX.

Сигнал качества sq, генерируемый приемником RX, на Рисунке 1.5 имеет то же самое назначение, что и в предыдущем разделе. Он используется для управления временной задержкой td таким образом, чтобы выходной сигнал суммирующей схемы оптимизировался с целью получения соответствующего детектирования в приемнике. Данный метод суммирования называется суммированием равного усиления, поскольку сигналы от антенн усиливаются усилителями с одинаковыми коэффициентами усиления. Вследствие различия во времени сигналов от двух антенн, работа селективного сумматора может быть описана выражением:

где Vout – это выходное напряжение, а Vr;1 и Vr;2 – напряжения сигналов, принятых соответственно антеннами 1 и 2. Если предположить, что напряжения шума, полученные от обеих антенн, некоррелированы, то они не будут просуммированы синфазно. Это приведет к появлению числа в знаменателе.

В выражении для Vout есть только одна степень свободы (для системы с фиксированной частотой несущей) - это база разделения ra. Для портативных коммуникационных систем, подобных DECT или GSM, длина волны равна порядка 10-30 см. Максимальные размеры телефона для этих систем – 20 см и менее. Таким образом, если разместить две антенны за пределами телефона, то база разделения автоматически будет сравнима с длиной волны. Например, если база разделения ra будет теперь выбрана равной , то в выражении для Vout будем иметь:

Управляемая задержка td может быть заменена управляемым фазовым сдвигом , который является функцией частоты:

для несущей частоты f. Это выражение явно показывает, что в случае, если f изменяется, то также должен изменяться. Если величина отклонения частоты входящих волн мала, то за счет замены управляемой задержки управляемым фазовым сдвигом большой ошибки внесено не будет. Максимальная абсолютная фазовая ошибка при использовании фазовращателя зависит от максимальной девиации частоты . В системе DECT полоса каждого канала равна приблизительно 1 МГц, что дает величину , равную 0,5МГц:

Реальная величина td на частоте 1900МГц находится в пределах от 0 до 1нсек (в величинах фазового сдвига сдвиг на 360град. эквивалентен задержке 0.53нсек). Подставив максимальную величину td в предыдущее выражение, получим пренебрежительно малую величину ошибки . Это значит, что для узкополосных коммуникационных систем управляемая временная задержка может быть заменена управляемым фазовым сдвигом.

Подставив одно выражение в другое, получим:

Это выражение основывается на базе антенного разделения, равной половине длины волны, и представляет выходное напряжение суммирующей схемы для двухмерного случая.

На Рисунке 1.6 показано принимаемое напряжение как функция (модель разделения) для различных суммируемых фаз

Рисунок 1.6. Нормализованные диаграммы направленности системы из двух всенаправленных антенн, соединенных как показано на Рисунке 1.3, с базой разделения

ra = для различных сдвигов фаз при суммировании

Выражение (для удаленной зоны) для амплитуды выходного напряжения суммирующей схемы для трехмерного случая с двумя тождественно ориентированными антеннами (удаленными) с диаграммами направленности антенн , которые расположены на оси X с базой разделения ra (ra должна быть малой по отношению к длине волны), имеет вид:

где в качестве опорной по фазе выбрана антенна без фазовращателя, A - произвольная амплитуда, отсутствует какое-либо несоответствие по поляризации между волнами и приемными антеннами, взаимным влиянием между антеннами пренебрегают, а и представляют углы от наблюдательного поста до положительной оси Z и на xz-плоскости, соответствующей правой Декартовской xyz системе координат. В качестве примера будут выбраны две параллельных полуволновых дипольных антенны с базой разделения ra, равной половине длины волны. Конфигурация показана на Рисунке 1.7. Направленность дипольной антенны приближенно равна:

Подставив ra и в предыдущее выражение, получим:

Рисунок 1.7. Два параллельных полуволновых диполя при выборе базы разделения, равной половине длины волны.

На Рисунке 1.6 показаны несколько нормализованных диаграмм направленности для установки и ориентации, показанной на Рисунке 1.7. Из рисунка видно, что выбор соответствующего фазового сдвига между этими двумя антеннами приводит к пространственному фильтру, который способен подавлять нежелательные или интерферирующие сигналы, приходящие с определенного направления. Этот тип сумматора равного усиления может использоваться при угловом разделении, введенном в Разделе 1.1. Форма диаграммы направленности как функции фазового сдвига не изменяется быстро для такой маленькой фазированной решетки.

Эти две антенны могут также быть присоединены к больше, чем одному фазовращателю. Это приводит к способности составить много различных диаграмм направленности в одно и то же самое время. Исполнение с двумя фазовращателями, представляющее двойной сумматор равного усиления, показано на Рисунке 1.8.

Рисунок 1.8. Сумматор равного усиления с двумя фазовращателями, сплошные линии представляют сигнальные линии, пунктирные линии – линии управления, sq.1 и sq.2 – сигналы индикаторов качества. Наименование блоков слева направо: антенны, управляемые фазовращатели и , сумматор + и приемники RX1 и RX2.

1.3.3 Суммирование максимального отношения

Метод суммирования максимального отношения является самым оптимальным методом суммирования. В данном методе вводится не только управляемый фазовый сдвиг, как в методе суммирования равного усиления, но также и управляемое различие амплитуд для сигналов, принимаемых двумя антеннами. Символическое представление сумматора максимального отношения показано на Рисунке 1.9. Из-за выравнивания фаз и амплитуд сигналов двух антенн действие сумматора максимального отношения может быть описано формулой:

Где Vout – выходное напряжение, а Vr.1 и Vr.2 –напряжения на выходах антенн 1 и 2 соответственно.

Рисунок 1.9. Сумматор максимального отношения, сплошные линии представляют сигнальные линии. Пунктирные линии – линии управления, sq.1 и sq.2 – сигналы индикатора качества. Наименование блоков слева направо: антенны, управляемый усилитель, управляемая временная задержка td, сумматор +, приемник RX.

Сигналы индикатора качества sq.1 и sq. 2 вырабатываются приемником RX (см. Рисунок 1.9). Они используются для управления амплитудой D и перестраиваемой временной задержкой td таким образом, чтобы выходной сигнал суммирующей схемы был достаточно хорош для надежного обнаружения приемником. Для сумматора максимального отношения должны быть определены уровень сигнала и шума для каждой из ветвей разделения. Они и соответствующий сигнал(ы) качества должны быть получены только из одного входного сигнала. Это - одна из трудностей при исполнении устройств по методу суммирования максимального отношения, которая увеличивает сложность алгоритмов управления и связанной с ними схемы. Выражение (для удаленной зоны) для амплитуды выходного напряжения суммирующей схемы для трехмерного случая с двумя тождественно ориентированными антеннами с (удаленной) диаграммой направленности расположенной на оси x антенны при базе разделения ra (ra должна быть мала по отношению к длине волны):

где в качестве опорной по фазе выбрана антенна без фазовращателя, A – это произвольная амплитуда, D – амплитуда на выходе управляемого усилителя или аттенюатора с при полном согласовании по поляризации между волнами и антеннами и в предположении, что и , и представлены углами соответственно на положительной оси z и на плоскости xz в правосторонней Декартовой xyz системе координат.

Как и в предыдущем разделе, выбраны две параллельных дипольных полуволновых антенны с базой разделения ra, равной половине длины волны (Рисунок 1.7). Направленность дипольной антенны дана в соответствующем уравнении. На Рисунках 1.4 и 1.6 показано несколько нормализованных диаграмм направленности для установки и ориентации, показанных на Рисунке 1.7. На Рисунке 1.6 показаны диаграммы направленности для D = 0,4 и фазовых сдвигов , величины которых выбраны идентичными показанным на Рисунке 1.4. Возможность получения различных амплитуд D между сигналами от этих двух антенн позволяет получить большое разнообразие диаграмм направленности. Как показано на Рисунке 1.6 отношение между максимумами и минимумами в диаграммах направленности может быть изменено при управлении различием амплитуд. Когда амплитуда D выбрана очень малой, остается диаграмма направленности только одного диполя, как на Рисунке 1.6 для D = 1/32. Это могло бы быть выгодно, если бы качество сигналов от одной из антенн было бы очень плохим.

Эти две антенны могут быть также связаны с больше чем одним управляемым усилителем, фазовращателем и приемником так, как это показано на Рисунке 1.5 для сумматора равного усиления. Это даст возможность составлять много различных диаграмм направленности в одно и то же время.

1.4 Сравнение параметров методов суммирования при разделении

В предыдущих разделах были предложены различные методы суммирования. При выборе в качестве самого благоприятного метода разделения метода пространственного разделения (Раздел 1.2.2) после выбора метода суммирования разработку исходной схемы приемника с разделением можно считать законченной. Чтобы сравнить параметры приемников при использовании различных методов суммирования, необходимо определить меру для оценки этих параметров. В этой работе параметры системы разделения представлены как усиление от разделения и усиление решетки. В этом разделе продуманное исполнение суммирования целиком базируется на пространственном разделении с двумя антеннами и с базой разделения, равной половине длины волны.

При различных методах суммирования производится выходной сигнал Vout, который основывается на сигналах, принятых двумя антеннами Vr.1 и Vr.2. В этом разделе оценка параметров приемника при различных методах суммирования основывается на нормализованном отношении сигнала к шуму (SNR). Нормализованная величина SNR определяется по отношению к наименьшему SNR для сигнала, полученного от единственной антенны. Наименьшие SNR обеих антенн на большом (с точки зрения длины волны) расстоянии от базовой станции равны из-за маленького расстояния между приемными антеннами (половина длины волны). В этом случае мощность шума единственной антенны не имеет значения, но улучшение SNR из-за суммирования при разделении важно. Этот эффект был уже принят во внимание при описании алгоритмов суммирования (Раздел 1.3).

Некоторые из результатов в этом и следующих разделах данной главы основываются на измерениях, проведенных за пределами офиса, в то время как должны были бы предполагаться типичные для DECT условия распространения. Измерения производились в полосе 25 МГц, которая была разделена на 1601 частотных точки. Антенны как на передающей, так и на приемной стороне были полуволновыми диполями. На одной из сторон два параллельных друг другу диполя с базой разделения, равной половине длины волны, использовались для анализа методов суммирования при разделении. Эти две антенны были присоединены к переключателю измерительной установки. Плоскость измерений была выбрана так, чтобы прямой луч между передающей и приемной антеннами был перекрыт примерно для половины количества точек наблюдения. Это означает, что в результате измерений будут учтены данные, как для режима прямой видимости, так и для режима без прямой видимости. Представленные в разделе результаты являются репрезентативными для систем с разделением в условиях внутри помещений. Для большей уверенности эти результаты сравнивались с результатами других измерений.

1.4.1 Параметры суммирования при разделении как функция полосы частот

Во многих книгах и статьях методы суммирования анализируются для полосы 0Гц. Как было показано при моделировании, одночастотный сигнал эквивалентен бесконечному промежутку времени. Это приводит к представлению стоячей волны с большим различием между максимумами (конструктивная интерференция) и минимумами (деструктивная интерференция). Другой крайний случай используется для описания методов трассировки лучей и описания канала распространения, в котором сигналы имеют достаточно широкие полосы. Большая полоса эквивалентна очень короткому промежутку времени. Как будет показано в этом разделе, параметры при применении разделения являются функцией обоснованной полосы.

На Рисунке 1.10 показана CDF (кумулятивная функция распределения) для полосы 0Гц. Результат получен для одной частотной точки внутри полосы измерений. Однако сигналы в каждой из частотных точек измерялись в полосе 3700Гц, что ограничено минимальной полосой ПЧ анализатора спектра. Эта полоса очень мала по сравнению с несущей частотой (порядка 2 ГГц). Вследствие этого результаты измерений могут считаться соответствующими нулевой полосе: B30 = 0 Гц. На Рисунке 1.10 показаны величины CDF для полосы 25 МГц и 1,5 МГц соответственно. Функция CDF основываются на амплитудах во временной области, которые были получены в соответствии с процедурой, предложенной в разделе 2. Полоса определяется как системная полоса по уровню -30дБ. Полоса изменяется при изменении ширины Гауссовского окна. Была выбрана полоса 1,5 МГц, поскольку она равна полосе по уровню -30 дБ для DECT. Кривые для трех различных полос демонстрируют большое различие.