Метод Antenna Diversity: теория и практика применения (стр. 3 )

Рисунок 1.10. Измеренные величины CDF для различных методов суммирования и для определенных полос B30: ‘no div’ = без разделения или при единственной антенне, ‘se’ = селективный, ‘eg’= равного усиления, ‘mr’ = максимального отношения.

Рисунок 1.11 показывает усиление от разделения для перерывов 1% и усиление решетки для различных методов суммирования как функций полосы. Из рисунка видно, что измеренное усиление решетки для B30 = 0Гц близко к усилению для одночастотного сигнала в Релеевском канале с замираниями. Усиление от разделения для всех методов суммирования уменьшается при увеличении полосы. В данном эксперименте полосы большие, чем 25 МГц, были невозможны вследствие интерференции с другими коммуникационными системами и другим оборудованием.

Моделирование по методу FDTD (Finite Difference Time Domain) используется для анализа эффекта увеличения полосы до больших величин ширины полосы. Полученное при моделировании значение усиления от разделения больше, чем полученное в результате измерений (Рисунок 1.12), но его поведение как функции ширины полосы и метода суммирования подобно. Различия в величинах усиления вызваны статистическим различием между измеренными и полученными в результате моделирования величинами для сигналов.

Статистические данные могут зависеть от многих факторов: расстояния между приемником и передатчиками, режима «прямой видимости» или «без прямой видимости», затухания при прохождении сквозь стены, максимального динамического диапазона сигналов и т. д.

Рисунок 1.11: Измеренные величины усиления сумматоров за счет разделения – сплошные линии и усиления решетки – пунктирные линии при перерывах 1% как функция полосы пропускания по уровню -30 дБ для значений, указанных маркерами.

Рисунок 1.12: Расчетные величины усиления сумматоров за счет разделения – сплошные линии и усиления решетки – пунктирные линии при перерывах 1% как функция полосы пропускания по уровню -30 дБ для значений, указанных маркерами.

Для больших полос усиление решетки для случая суммирования равного усиления увеличивается на величину до 3дБ, в то время как для селективного сумматора – уменьшается до 0дБ.

Снижение усиления от разделения может быть объяснено тем фактом, что при увеличении полосы продолжительность импульса уменьшается. В результате для более широких полос, таких как 1ГГц на Рисунке 1.13, перекрытие импульсов становится несущественным. В этом случае наблюдается несущественное действие конструктивной и деструктивной интерференции между копиями одного переданного импульса. Если последовательный поток импульсов передается с очень малыми временными задержками, то это приведет к большой ISI. Отражения предварительно переданного символа будут взаимодействовать с импульсами, которые передаются после с некоторыми временными запаздываниями.

Интерференция может также привести к замираниям огибающей, сравнимым с замираниями в узкополосных системах. С целью предотвращения больших величин ISI большинство коммуникационных систем проектируется таким образом, чтобы продолжительность символа составляла не менее десяти значений рассеяния задержки. Для больших величин задержки, эти системы часто нуждаються в эквалайзере для уменьшения ISI.

Результаты для усиления за счет разделения и усиления решетки могут также быть получены из уравнений для разделения. Средние мощности, принимаемые двумя антеннами, Sr.1 и Sr.2, всегда равны во временной области, поскольку расстояние между приемными антеннами (половина длины волны) значительно меньше, чем расстояние между передающей антенной и приемными антеннами (несколько метров). Расположение замираний в полосе частот для обоих сигналов отличается, так как две антенны имеют различные позиции относительно фронта распространения. Однако вследствие большой полосы существует много замираний внутри полосы частот каждого из сигналов (полоса много больше, чем полоса когерентности). В результате оба сигнала во временной области имеют всегда равные амплитуды. Средняя амплитуда принятых напряжений и также будет совершенно идентичной во временной области. Используя ее в выражениях для усиления от разделения, получим усиление за счет разделения 0дБ для селективного суммирования и 3дБ для суммирования равного усиления и максимального отношения. Эти значения соответствуют значениям, полученным при моделировании и показанным на Рисунке 1.12 для B30 = 1,18 ГГц. Соответствующие значения функции CDF показаны на Рисунке 1.13. Для использования мощностей сигналов, принятых обеими антеннами необходимо взамен разделения применить эквалайзер.

Некоторые коммуникационные системы с очень широкими полосами (сверхширокополосные системы) используют модуляцию положением импульса с большой временной задержкой, сравнимой с дисперсией задержки между импульсами. Отражения единственного импульса будут проходить между двумя последовательно передаваемыми импульсами. Такая система не страдает от замираний огибающей вследствие отсутствия интерференции отраженных сигналов. Предполагаемое улучшение интенсивности принимаемого сигнала за счет разделения составит, таким образом, только 3дБ.

Рисунок 1.13: Расчетные значения CDF для трех разных методов суммирования,

B30 = 1,183 ГГц, ‘no div’ = без разделения или одна антенна, ‘se’ = селективный, ‘eg’ = равного усиления и ‘mr’ = максимального отношения. Отметим, что расширенная горизонтальная шкала совпадает с предыдущим графиком для кривых CDF.

Усиление за счет разделения для системы с одной несущей может быть также рассчитано на основе корреляции между сигналами антенн. Например, если предположить сигналы с независимыми Релеевскими замираниями, усиление за счет разделения при суммировании равного усиления составит 10,2 дБ, а для суммирования максимального отношения –

11,7 дБ. Эти значения близки к значениям, полученным при моделировании, т. е. 10,6 дБ и

11,1 дБ, что показано соответственно на Рисунке 1.12 для B30 = 0 Гц. Небольшое отличие объясняется различием в статистических данных между моделируемыми и предполагаемыми Релеевскими сигналами с независимыми федингами.

В этом разделе рассматриваются только усиление решетки и усиление за счет разделения.

Однако разделение также помогает уменьшить воздействия на BER дисперсии задержки или вариаций фазы.

1.4.3. Выбор метода суммирования

На Рисунках 1.11 и 1.12 показано, что суммирование двух сигналов, полученных с выходов двух антенн, вместо выбора сигнала только от одной из них, приводит к большему усилению антенной решетки. Более того, параметры разделения для метода селективного суммирования хуже, чем для двух других методов. При применении сумматоров равного усиления и максимального отношения суммируются сигналы двух или большего числа антенн. Это приводит к тому, что их диаграммы направленности становятся неравномерными, например, как на Рисунке 1.4. В результате, сумматоры равного усиления и максимального отношения могут подавлять интерферирующий сигнал или волну за счет ориентирования минимума диаграммы направленности в его направлении. Интерференция может наступить как при приеме отраженных сигналов, передаваемых желательным передатчиком (многолучевость), так и при приеме сигналов, передаваемых разными передатчиками. В Разделе 1.5.1 будет введено понятие сигнала качества для управления сумматорами равного усиления или максимального отношения с целью подавления источника интерференции. В основном, лучше суммировать сигналы одинаковых антенн для получения неравномерной диаграммы направленности до использования переключения или селективного суммирования. В этом случае переключение осуществляется между комбинациями антенн.

Усиление за счет разделения и усиление антенной решетки для сумматора равного усиления очень близко к усилению сумматора максимального отношения. Однако реализация схемы сумматора равного усиления менее сложна, чем сумматора максимального отношения. Одной из причин является то, что в сумматоре максимального отношения необходимо управлять как фазой, так и амплитудой принимаемого сигнала. Это означает, что для сумматора максимального отношения потребуется, по крайней мере, вдвое большее количество схем управления, чем для сумматора равного усиления.

Таким образом, сумматор равного усиления выбран как наиболее предпочтительный в данной работе. Следующие два раздела будут сконцентрированы на итоговом воплощении сумматора равного усиления. Для ширины полосы канала DECT, равной 1,5 МГц, усиление за счет разделения равно около 9,5 дБ, а усиление антенной решетки – около 2,6 дБ.

1.5 Индикаторы качества

Большинство сигналов качества основывается на оптимизации уровня принятого сигнала или отношения сигнала - к - шуму плюс интерференции (SNIR). Однако система коммуникаций может иметь ограничения и в отношении задержки распространения. В этом случае увеличение мощности не будет приводить к уменьшению вероятности ошибок, потому что из-за наложения сигналов друг на друга ISI будет все еще существовать. Эти ошибки – это так называемые непреодолимые ошибки. С помощью измерительной установки может быть произведена оценка уменьшения задержки распространения при использовании разделения. С этой целью два критерия для комбинации сигналов двух антенн будут рассмотрены в Разделе 1.5.1:

1. Выбор величины фазового сдвига путем максимизации мощности принятого сигнала.

2. Выбор величины фазового сдвига путем минимизации задержки распространения.

Для этих двух критериев будут рассмотрены воздействия на усиление за счет разделения и усиление решетки, а также на задержку распространения. В Разделе 1.5.2 вводится сигнал качества для управления адаптивной схемой разделения. Этот сигнал качества есть мера отношения "сигнала к шуму плюс интерференции". Этот сигнал получен с помощью детектора внеполосного шума. Результаты в этом разделе получены на основе измерений.

1.5.1 Сигнал качества и параметры разделения

Была рассчитана задержка распространения . Малая задержка распространения – это задержка распространения, усредненная для всех точек наблюдения. Выраженное в процентах улучшение задержки распространения определяется как:

где - задержка распространения единственной антенны и - задержка распространения после суммирования равного усиления. Результаты, основанные на измерениях, показывают, что суммирование по минимуму задержки распространения при уменьшении задержки распространения показывает себя лучше, чем суммирование по максимальному уровню сигнала. Параметры для усиления за счет разделения приблизительно на 2 дБ ниже, а усиление решетки исчезает. Хотя суммирование по максимальному уровню сигнала уменьшает малую задержку распространения согласно Таблице 1.2, распределение задержки распространения становится хуже для более низких величин задержки распространения по сравнению с суммированием по минимуму задержки распространения. Для больших значений задержки распространения, которые больше

20 нсек, суммирование по максимальному уровню сигнала улучшает распределение задержки распространения. Задержка распространения в этой области может определить параметры узкополосной системы в том случае, если должен быть получен низкий BER, намного меньший, чем

Таблица 1.2: Измеренные значения усиления за счет разделения и усиления решетки при перерывах 1% для дискретного сумматора равного усиления с 2,4 и 8-ю градациями фазового сдвига для B30 = 1,5 МГц. Учитывались два критерия: суммирование по максимальному уровню и суммирование по минимальному рассеянию задержки.

Самые сильные сигналы PDP (Power Delay Profile) от обеих антенн добавлены без различия фазы при использовании критерия суммирования по максимальному уровню сигнала. Остальная часть двух PDP также добавлена, но различие фазы не определено. Результат – это новый PDP с более сильным желательным сигналом относительно других сигналов. Этот PDP имеет более низкую величину задержки распространения и больший SNR. Это объясняет относительно хорошие параметры по задержке распространения для сумматора по максимальному уровню сигнала.

Задержка распространения эффективно уменьшается системой, состоящей из двух антенн. Даже при простой технике детектирования, основанной на максимальном уровне сигнала, задержка распространения значительно уменьшается. Достигаемые этой техникой параметры и легкость выполнения – вот причины того, что она была выбрана как оптимальная для мобильных телефонов. Для полного исполнения по критерию минимальной задержки должна быть сделана оценка полученной задержки распространения, получение которой может быть более трудным для реализации.

Таблица 1.3: Измеренные значения рассеяния задержки для дискретного сумматора равного усиления с 2,4 и 8-ю градациями фазового сдвига для B30 = 1,5 МГц и выраженное в процентах улучшение относительно рассеяния задержки для одной антенны (improve.)

Использовались два критерия для сравнения:

суммирование по максимальному уровню,

суммирование по минимальной величине рассеяния задержки.

1.5.2 Детектирование внеполосного шума

Наиболее адаптивные исполнения систем на основе антенного разделения используют индикатор уровня принимаемого сигнала (RSSI) для получения сигнала качества, предназначенного для регулирования. Этот RSSI уже присутствует в приемнике для управления схемой автоматической регулировки усиления (АРУ). RSSI не может фиксировать различие между желательными сигналами (данные, речь) и сигналами, являющимися продуктами интерференции. Продукты интерференции могут прибыть из соседних телекоммуникационных систем, которые работают в том же самом диапазоне частот (интерференция по сопредельному каналу) или от любого другого типа электронного оборудования (микроволновая печь, компьютер, и т. д.). Мощность теплового шума в принятом сигнале в большинстве коммуникационных систем имеет фиксированный уровень. Изменения уровня сигнала в RSSI поэтому могут интерпретироваться как изменения мощности принимаемого сигнала. Поэтому в отсутствие источников интерферирующих сигналов, RSSI - мера для SNR.

Здесь будут предложены различные методики для того, чтобы получить качественный sq сигнал, который является мерой «отношения сигнала к шуму плюс интерференции» (SNIR). Метод, названный детектированием внеполосного шума, основывается на измерении мощности шума в полосе частот, объективно большей, чем полоса сигнала.

Приемник, основывающийся на этом методе, образован полоснопропускающим фильтром, детектором мощности и фильтром нижних частот (интегратором), которые расположены после частотного демодулятора.

Детектор внеполосного шума показан на Рисунке 1.14. Частотный демодулятор имеет большое усиление, но фиксированный размах напряжения на его выходе. Это приводит к ограниченным сверху и снизу (прямоугольной формы) сигналам или битам (ноли и единицы) на выходе. Входная мощность шума имеет однородное распределение по частоте и имеет фиксированный (тепловой) уровень. На выходе мощность шума увеличивается как функция частоты, потому что частотный демодулятор действует как дифференциатор. Данные и частотный спектр шума на выходе демодулятора также показаны на Рисунке 1.14. Можно указать на две ситуации, которые приводят к началу увеличения мощности внеполосного шума:

1. Уменьшение мощности входного сигнала. Из-за очень большого усиления демодулятора выходные сигналы все еще ограничены, но SNR уменьшилось, что приводит к увеличению мощности внеполосного шума.

2. В полосе принимаемого сигнала присутствуют продукты интерференции. Сумма желательного сигнала и продуктов интерференции имеет больше переходов через ноль в секунду, чем это характерно только для желательного сигнала. Частотный демодулятор преобразует их во внеполосные высокочастотные компоненты (FM - щелчки), которые добавляются к мощности внеполосного шума.

Рисунок 1.14. Детектирование внеполосного шума. В верхней части рисунка показана блок-схема детектора, которая включает: антенну, радиочастотный блок FE, частотный демодулятор ‘F/V’, полоснопропускающий фильтр, детектор мощности и интегратор.

В нижней части рисунка показан спектр сигнала основной полосы baseband после демодуляции ‘data’, который показывает частотный спектр сигнала основной полосы (данных), спектр шума ‘noise’ и АЧХ полоснопропускающего фильтра детектора ‘filter curve’.

Эти две ситуации будут проиллюстрированы приведенными далее изменениями. Сигнал качества, полученный путем детектирования внеполосного шума, поэтому является мерой SNIR. Этот метод хорошо работает в системах, которые используют модуляцию по фазе или частоте. Тип частотного дискриминатора, который рассматривается здесь, разрушит любую информацию об амплитуде. В современных приемниках с разделением для автомобильных применений также может использоваться внеполосный шумовой детектор [Philips Semiconductors, 1992]. На Рисунке 1.15 показан измеренный выходной спектр частотного демодулятора для четырех ситуаций: высокий SNIR, низкий SNR, низкое отношение сигнала к интерференции и низкий SNIR. На рисунках также показана амплитудно-частотная характеристика для моделируемого идеального фильтра в полосе от 6,5 до 7,5 КГц. Выходное напряжение детектора Vdet указано над каждым из рисунков.

Рисунки показывают, что для всех случаев амплитуда сигнала на 5 КГц остается почти постоянной. Это вызвано ограничителем, который является частью частотного детектора. Когда входной сигнал понижается, уровень шума и выходное напряжение детектора шума увеличивается. Это показано в верхней правой части диаграмм на Рисунке 1.15. Подобный эффект может наблюдаться, если присутствует источник интерференции. Это показано в нижней левой части рисунков для отношения сигнал/интерференция 10 дБ. Наконец, если уровень сигнала низок и если присутствует источник интерференции, то оба эффекта приводят к увеличению уровня шума. Это показано в нижней правой части рисунков.

Рисунок 5.35. Измеренные спектры на выходе частотного демодулятора для сигнала с одной несущей на частоте 5КГц, слева вверху: высокий SNIR, справа вверху: низкий SNR, слева внизу: низкое отношение сигнал/интерференция, справа внизу: низкий SNIR.

Серая зона показывает позицию фильтра, над ней указано напряжение внеполосного детектора.

1.6 Выводы

В этой Главе рассмотрены системы разделения со многими антеннами. Краткий обзор нескольких исполнений разделения дан в Разделе 1.2. Исполнение углового разделения с адаптивным регулированием луча выбрано как самая благоприятная форма разделения. В Разделе 1.3 вводятся различные методы суммирования: метод переключения, селективный метод, суммирование равного усиления и суммирование максимального отношения. Эти методы сравниваются на основе их усиления за счет разделения и усиления решетки для применений на основе пространственного разделения с двумя антеннами (Раздел 1.4). Усиление за счет разделения для сумматоров равного усиления и сумматоров максимального отношения уменьшается в зависимости от полосы примерно от 10дБ до 3дБ. Дано объяснение этого эффекта. Усиление за счет разделения и усиление решетки для сумматора равного усиления очень близко к усилению сумматора максимального отношения. Исполнение схемы сумматора равного усиления менее сложно, чем сумматора максимального отношения. Поэтому в этой работе выбран сумматор равного усиления как самая благоприятная техника суммирования. Для полосы пропускания канала DECT, равной 1,5 МГц, усиление за счет разделения для сумматора равного усиления составляет приблизительно 9,5 дБ, а усиление решетки составляет приблизительно 2,6 дБ. Дополнительное преимущество сумматора равного усиления или сумматора максимального отношения - их способность подавлять интерференцию или уменьшить задержку распространения, регулируя диаграмму направленности антенны.

На практике непрерывный фазовращатель изготовить трудно. Более легко можно изготовить дискретный фазовращатель. Параметры сумматора равного усиления с дискретным фазовращателем с несколькими хорошо выбранными величинами фазового сдвига были сравнены с параметрами такого же устройства, но с непрерывным фазовращателем. Показано, что только двух величин изменения фазы достаточно, чтобы получить параметры, близкие к параметрам исполнения с непрерывным фазовращателем. Усиление за счет разделения и усиление решетки для непрерывного фазовращателя составляют 9 дБ и

2,6 дБ соответственно, а те же параметры для двухступенчатого дискретного фазовращателя составляют 8 дБ и 2,1 дБ соответственно.

Сумматор равного усиления может также использоваться во время передачи. В этом случае сумматор может направить передаваемую мощность подальше от головы. Мощность, поглощенная головой пользователя, может быть уменьшена таким образом примерно на

10 дБ. В среде с многолучевым режимом распространения передаваемая мощность может быть уменьшена примерно на 3 дБ из-за уменьшенного поглощения мощности при использовании оптимального различия фаз в сумматоре. Это экономит заряд батареи телефона.

Двухфазные сумматоры равного усиления с различными временами отклика сравнивались с приемником, имеющим единственную антенну. В этом сравнении скорость движения портативного устройства составляла 5 Км/ч. Полное время отклика меньшее, чем