Метод Antenna Diversity: теория и практика применения (стр. 5 )

Схемные решения для всех упомянутых условий были найдены, что позволило в конечном счете реализовать подходящий фазовращатель. Эта схема довольно сложна с точки зрения микросхем, согласования и регулировки. Дискретный фазовращатель имеет параметры, близкие к тем, которые дает непрерывный фазовращатель (Раздел 1.5), а его выполнение, как ожидается, будет менее сложным. Дискретный фазовращатель будет рассмотрен в следующем разделе.

2.3.2 Дискретный фазовращатель

На Рисунке 2.6 показана схема дискретного фазовращателя. Она основана на оригинальных I и Q сигналах, их инвертированных или сдвинутых по фазе на

180 град. версиях и и резистивном интерполяторе. Эти инвертированные сигналы могут легко быть произведены инвертирующим буфером, это будет объяснено позже в этом разделе. Определенная нумерация сдвинутых по фазе сигналов, от до , станет понятной далее из объяснений, которые будут даны в этом разделе.

Рисунок 2.6. Дискретный фазовращатель, который получен путем резистивной интерполяции с использованием 8-ми резисторов. I и Q – это оригинальные принятые сигналы, - это сдвинутые по фазе версии, полученные путем интерполяции, и и - инвертированные или сдвинутые на 180 град. версии.

Например, - это сдвинутая по фазе версия или I, или Q, соответственно:

где - это модуляция по фазе принятого сигнала. Амплитуда сигналов I и Q была нормализована к 1. После этого, только нормализованные версии будут использоваться. Шкала всех уравнений линейна по отношению к амплитуде, в результате определять амплитуду для каждого из уравнений или рисунков не требуется. На Рисунке 2.7 показан вектор, эквивалентный для дискретного фазовращателя. Сравнивая полученное выражение с уравнениями для , можно прийти к заключению, что есть сдвинутая по фазе на версия I или сдвинутая по фазе на версия Q. Сдвинутые по фазе версии и могут интерпретироваться таким же образом. Выбирая, например, как и как , достигаем величины изменения фазы для векторной диаграммы I и Q.

Рисунок 2.7. Векторный эквивалент дискретного фазовращателя, показанного на Рисунке 2.6.

Амплитуда сдвинутых по фазе сигналов, однако, имеет величину от амплитуды сигналов I и Q , а значит, меньше, чем амплитуда I и Q (Рисунок 2.7). В приемнике с разделением будет делаться выбор между оригинальными сигналами и их сдвинутыми по фазе версиями, поэтому амплитуды всех сигналов должны быть одинаковы. Схемное решение показано на Рисунке 2.8. Амплитуда оригиналов I и Q уменьшена c помощью резистивных делителей. Это приводит к четырем сигналам равной амплитуды: и Ток i , протекающий через сопротивления резисторов R2 и R3, равен:

напряжение V , например, для версии:

Предположив, что напряжение V равно , получим отношение между R2 и R3:

При таком отношении амплитуды от до становятся равными. Резисторы R1 и R2 выбраны равными 1 КОм. Это значение приводит к таким уровням сигнала, которые еще не подвержены воздействию паразитных емкостей и индуктивностей, вызванных трассами на печатной плате (PCB) и непосредственно резисторами. Согласно формуле резистор R3 будет равен 4,83 КОм.

На Рисунке 2.9 показана схема дискретного фазовращателя, который реализован в аппаратных средствах. Четыре входных буфера, основанные на AD847, добавлены к резистивному интерполятору.

Рисунок 2.8. Дискретный фазовращатель с равными амплитудами, полученными за счет резистивной интерполяции. I и Q – оригинальные принятые сигналы, от до - сдвинутые по фазе версии, полученные путем интерполяции, и и - инвертированные или сдвинутые на 180 град. по фазе версии.

Инвертированные сигналы и образованы инвертирующими буферами. Эти буферы инвертируют оригинальный сигнал, а также поддерживают необходимый уровень смещения за счет использования Vref , Раздел 2.2). В проекте и его исполнении необходимо было позаботиться о том, чтобы минимизировать входной ток смещения.

Благодаря его простоте, такой дискретный фазовращатель был выбран для опытного образца.

Рисунок 2.9. Схема дискретного фазовращателя, показанного на Рисунке 2.8, включающая буферы.

2.4 Схема выбора

В предыдущем разделе из оригинальных сигналов I и Q с помощью дискретного фазовращателя были получены восемь различных сигналов от до . С помощью управляющего сигнала комбинация этих сигналов должна быть подобрана таким образом, чтобы была получена нужная сдвинутая по фазе версия сигналов I и Q. На Рисунке 2.10 показана схемная диаграмма для схемы выбора. Выбор одной из 8 величин фазового сдвига производится аналоговым мультиплексором. Для получения одной из 8-ми возможных фаз он переключает входные сигналы Yo - Y7 в зависимости от величин цифровых сигналов выбора, S0, S1 и S2 на выходе Z. Устройство постоянно включено при подсоединении к земле. 8 сигналов связаны с входами этих двух мультиплексоров таким образом, чтобы величина изменения фазы сигнала I равнялась изменению фазы сигнала Q. Таким образом, будут получены сдвинутые по фазе версии и . Выходы мультиплексоров буферизованы. Два дополнительных буфера используются для и сигналов. Эти сигналы соответствует оригинальным сигналам I и Q, но с более низкой амплитудой

(Раздел 2.3.2). Они будут объединены со сдвинутыми по фазе версиями сигналов I и Q второго приемника в опытном образце приемника с разделением.

Рисунок 2.10. Диаграмма схемы выбора.

.

Аналоговые мультиплексоры, в нашем случае – две микросхемы 74HCT4051, имеют низкое и достаточно точное сопротивление во включенном состоянии. Это выгодно в применении, показанном на Рисунке 2.10, в котором на согласование сигналов может влиять разброс сопротивлений во включенном состоянии. С целью контроля в прототипе приемника с разделением может использоваться светодиодная линейка, показывающая выбранную фазу. Схема выбора, включающая в себя дискретный фазовращатель, будет представлена символом, показанным на Рисунке 2.11.

Рисунок 2.11. Символическое представление дискретного фазовращателя и схемы выбора.

2.5 Сумматор

Для сумматора равного усиления сигналы от двух антенн или приемников должны быть просуммированы. Выход UAA2078M и выход фазовращателя ведут себя как источники напряжения. Вход UAA2079M - токовый вход. Это означает, что сигналы могут быть просуммированы при использовании резисторов. На Рисунке 2.12 показано исполнение опытного образца. Сдвинутые по фазе сигналы и одного приемника прибавляются к не сдвинутым по фазе сигналам и другого приемника. Просуммированные сигналы затем передаются через переменный резистор для компенсации разбаланса усиления, которая производится при тестировании. Так получаются выходные сигналы Ic и Qc.

Рисунок 2.12. Схема сумматора – слева и его символическое представление – справа.

На Рисунке 2.12 также показаны два выключателя. С помощью этих выключателей сумматор может быть переключен так, чтобы полученный сигнал был прямо разбит на два приемника основной полосы. Это сделано для того, чтобы сравнить параметры приемника с разделением при работе со стандартным приемником и иметь возможность проверить поведение единственного приемника. Два выключателя переключаются на землю, чтобы предотвратить перекрестную связь. Символическое представление сумматора также показано на Рисунке 2.12.

2.6. Детектор внеполосного шума

Опытный образец приемника с разделением нуждается в сигнале качества для управления схемой выбора (см. Раздел 2.4). Этот сигнал качества формируется детектором внеполосного шума (см. Раздел 1.5.2). На Рисунке 1.14 показана блок-схема детектора. Базовые блоки - полоснопропускающий фильтр, выпрямитель и интегратор (фильтр нижних частот). На вход детектора сигнал поступает из частотного дискриминатора. Это – выход MON микросхемы UAA2078M, как показано на Рисунке 2.2. На Рисунке 2.13 показано исполнение аппаратных средств полоснопропускающего фильтра. Он состоит из четырех каскадов фильтра Саллена и Кея [Sallen и Key, 1955]. Два первых операционных усилителя (opamp) формируют фильтр верхних частот с частотой среза по уровню 3 дБ, равной приблизительно 1,3 МГц. Следующие два операционных усилителя формируют фильтр нижних частот с частотой среза по уровню 3 дБ, равной приблизительно 3,1 МГц. В результате вся схема формирует полоснопропускающий фильтр.

Рисунок 2.13. Схема полоснопропускающего фильтра Саллена-Кея.

Рисунок 2.14. АЧХ фильтра, показанного на Рисунке 2.13.

Хорактеристики фильтра даны на Рисунке 2.14. DC-уровни сигналов в пределах фильтров определяются напряжением Voff (Рисунок 2.13), которое выбрано для неискаженной передачи напряжения от пика до пика.

Исполнение необходимого полосового фильтра может быть реализовано с меньшим количеством компонентов и с лучшими параметрами с точки зрения шума и линейности при использовании других топологий схемы. Однако, параметры описанного Sallen и Key фильтра достаточны, и другой проект не рассматривался. Далее отфильтрованный сигнал поступает на выпрямитель и интегратор. Исполнение аппаратных средств выпрямителя и интегратора показано на Рисунке 2.15. Оно основывается на выпрямителе полной волны, построенном на операционном усилителе и двух диодах с барьером Шоттки. Эти диоды были выбраны из-за низкого прямого падения напряжения. Интегратор выполнен на резисторе и конденсаторе, установленых на выходе выпрямителя. Этот интегратор в большой степени определяет время отклика опытного образца приемника с разделением. Его постоянная времени RC составляет 0,7 миллисекунды, а для восьми величин изменения фазы полное время отклика составляет 5,7 миллисекунды. Это время отклика значительно ниже необходимой величины 50 миллисекунд. Наконец, на Рисунке 2.16 показано символическое представление полного детектора внеполосного шума.

Полная схема приемника с разделением будет включать только один детектор, который используется, чтобы контролировать все сигналы. Это исключает проблемы несоответствий, которые могут возникнуть при использовании многих датчиков. После измерения выходного напряжения детектора интегратор должен быть перезагружен прежде, чем новое измерение может быть сделано (алгоритм интегрирования со сбросом). Это может быть сделано за счет выключателя, который подсоединяет выход к земле перед тем, как будет сделано новое измерение.

Рисунок 2.15. Схема выпрямителя полной волны и интегратора.

Рисунок 2.16. Символическое представление детектора внеполосного шума.

2.7 Контроллер

На Рисунке 2.17 показан 8-битовый микроконтроллер, который используется для реализации алгоритма и управления всей схемой. Микроконтроллер имеет много входных и выходных портов, включая 8 - канальные 8-битовые аналого-цифровые преобразователи (ADC). В опытном образце приемника с разделением используются не все доступные порты. Алгоритм разделения реализован во внутренней памяти: 256 байтов RAM, 512 байтов EEPROM. Алгоритм запрограммирован в EEPROM посредством персонального компьютера и конвертора уровней RS232/TTL. На Рисунке 2.17 показаны выводы, относящиеся к входным и выходным портам. Их функция станет ясной в следующем разделе, в котором будет приведено полное выполнение схемы.

Рисунок 2.17: Схема контроллера и его символическое представление.

2.8 Полная схема трансивера с разделением по методу углового сканирования

На Рисунке 2.18 показано полное выполнение схемы прототипа приемника с разделением на основе углового сканирования. Используются ранее введенные символы блоков. Полное выполнение схемы эквивалентно исполнению, показанному на Рисунке 2.1. Однако есть и одно различие: вместо того, чтобы использовать в качестве источника сигнала качества детектор внеполосного шума, используется индикатор уровня принимаемого сигнала RSSI. Причина для этого - проблема с полосой пропускания по выходу UAA2079M.

Опытный образец был построен на самых современных IC и архитектуре, доступной в пределах комплектующих Philips. Это значит, что были все еще некоторые проблемы с тестированием IC, используемых в опытном образце. Проявилась также другая проблема. Оказалось, что был реализован не полный частотный дискриминатор. Нормирование выходных сигналов к амплитуде входных сигналов не было осуществлено по причине их достаточной стабильности. Нормирование привело бы к внеполосному шуму, который должен был бы быть обнаружен. Сигнал RSSI – это мера отношения сигнала к шуму, а не отношения "сигнал к шуму плюс искажения", как было разъяснено в Разделе 1.5. Как следствие, эксплуатационные качества демонстратора в присутствии источников интерференции не могли быть определены.

В символическом представлении UAA2079M, показанном на Рисунке 2.18, выход MON замен выходом RSSI. Датчик качества опущен. Сигналы RSSI поступают на аналого-цифровые преобразователи контроллера. Кроме проблемы с тем, что не было возможности использовать разработанный детектор сигнала качества, в остальном опытный образец функционировал так, как это было предопределено проектом. На Рисунке 2.18 также

Рисунок 2.18: Реализация схемы прототипа приемника с разделением по методу углового сканирования, сплошные линии представляют линии прохождения сигнала, пунктирные линии представляют линии управления.

показаны четыре пронумерованных выключателя. Позже функция выключателей будет объяснена. Два LED связаны с контроллером. Эти LED показывают, какая из двух цепей приемника является активной. Наконец, показан стандартный блок DECT. Этот стандартный блок представляет остальную часть полного приемника DECT. Он заботится о протоколе, о преобразовании битов в речь, а также содержит передатчик. Сигналы AGC входного устройства, приемники основной полосы и сигналы LO входного устройства связаны с этим блоком DECT. Дальнейшие разъяснения по работе опытного образца такие:

- Сигналы принимаются антеннами и преобразуются соответствующими блоками в компоненты I и Q на нулевой ПЧ.

- Комплексный сигнал (I, Q) сдвигается по фазе и буферируется в фазовращателях. Каждый фазовращатель производит сдвинутые по фазе компоненты и , а также не сдвинутые по фазе версии, и с теми же самыми амплитудами, что и амплитуды сдвинутых по фазе компонентов. Величина фазового сдвига отбирается цифровыми входами S0, S1 и S2.

- В двух сумматорах сдвинутая по фазе версия одного из входных устройств суммируется с не сдвинутой по фазе версией другого входного устройства.

- Просуммированный сигнал поступает на приемники основной полосы, в которых он преобразуется в данные основной полосы.

- Контроллер выбирает один из выходных сигналов приемника основной полосы с помощью выключателя, маркированного ’4’. В то же самое время сигнал RSSI этого приемника подключен к блоку DECT выключателем, маркированным ’1’. Этот сигнал необходим для правильной работы блока DECT.

- Контроллер выбирает величину фазового сдвига одного из двух фазовращателей на их выходах S00 через S12.

- Выход S контроллера используется, чтобы включить или выключить сумматоры. Если они выключены, то сигнала проходит от входного устройства до основной полосы без изменения фазы. Этот способ используется в целях выравнивания и тестирования.

- Сигнал блока DECT TX-en (включение передатчика) используется контроллером для детектирования, если весь приемопередатчик отслеживается базовой станцией. Контроллер ожидает, пока этот сигнал присутствует, прежде чем продолжать работать по своему алгоритму.

- Сигнал блока DECT RX-en (включение приемника) используется для выбора времени измерения сигнала RSSI. Величина сигнала RSSI правильна только на протяжении маленького периода времени всего временного слота. Сигнал RX-en используется, чтобы удостовериться, что измерение происходит в этом временном слоте. Этот сигнал используется как сигнал включения для управления выключателем, обозначенным ’2’.

- Выключатель, обозначенный ’3’, подключает сигнал RSSI от одной из двух частей основной полосы к контроллеру. Посредством этого выключателя могут быть сравнены два сигнала RSSI, и лучший приемник может быть отобран.

Алгоритм в контроллере работает следующим образом:

1. Выберите один из приемников в качестве активного приемника и выберите величину фазового сдвига.

2. Ждите захвата (сигнал TX-en). Если никакой захват не произошел, измените величину фазового сдвига и повторите процедуру.

3. Сохраните величину сигнала качества активного приемника.

4. Выберите сигнал качества другого, санируемого, приемника и выберите величину фазового сдвига.

5. Сравните качество сканируемого приемника с ранее сохраненной величиной для активного приемника. Если эта величина выше, то сделайте сканируемый приемник активным приемником и сделайте другой приемник сканируемым приемником. Повторите процедуру от пункта 3. Если эта величина ниже, то выберите следующую величину фазового сдвига сканируемого приемника и повторите процедуру.

Таким образом, приемник выбирает лучшую комбинацию этих двух антенн, не прерывая поток данных. На Рисунке 2.19 показан прототип приемника с разделением на основе углового сканирования. На этом рисунке идентифицированы различные стандартные блоки. На рисунке можно заметить так называемые «плоские кабели», которые используются, чтобы соединить различные части. Критические сигналы, особенно все сигналы I и Q, отделены в пределах плоского кабеля заземляющими проводами, чтобы предотвратить перекрестную связь.

2.9 Оценка параметров

Опытный образец трансивера с разделением на основе углового сканирования оценивался с помощью измерительной двухкоординатной xy установки. Измерительная установка показана на Рисунке 2.19. На рисунке показаны xy-стенд и его контроллер, антенны, установленные на xy-стенде, опытный образец приемника с разделением, персональный компьютер и два оператора. Контроллер опытного образца управляет всей информацией, соответствующей принятой мощности сигнала для каждого шага фазовращателя и передает ее к Персональному компьютеру (PC). PC сохраняет все данные для последующего их анализа с помощью MatLab. На Рисунке 2.20 показаны результаты типовых измерений нормализованной мощности принимаемого сигнала единственной антенны и оптимально объединенных антенн. Общее количество наблюдаемых мощностей сигнала (отсчетов) является почти одинаковым для обеих ситуаций.

Рисунок 1.19: Испытания прототипа трансивера с разделением по методу углового сканирования.

Измерения производились в условиях офиса. Для того чтобы получить реалистические результаты, во время измерений люди перемещались в окрестность антенн. Иногда, прямой путь между базовой станцией и антеннами разделения был заблокирован из-за движения людей или вследствие размещения антенн позади стен и других препятствий. Антенны - две дипольных антенны с базой разделения, равной половине длины волны. Усиление антенной решетки и усиление за счет разделения (Раздел 1.4) показаны в Таблице 2.1 вместе с величинами, основанными на измерениях сигналов, принятых двумя дипольными антеннами (Раздел 1.5).

Рисунок 2.20: Гистограмма нормализованного уровня принимаемого сигнала при типовых измерениях.

Слева: сигнал, принимаемый единственной антенной.

Справа: сигнал, принимаемый двумя антеннами и оптимально просуммированный.

Таблица 2.1: Усиление за счет разделения для прототипа трансивера с угловым сканированием вместе с расчетными величинами.

Из этой таблицы может быть сделан следующий вывод. Усиление за счет разделения для опытного образца приемника с разделением на 2 дБ ниже, чем его расчетная величина. Усиление антенной решетки на 0,3 дБ выше, чем расчетная величина; оно ближе к величине для непрерывного фазовращателя.

Возможные причины для расхождений: окружающая среда распространения во время измерений отличалась от моделируемой окружающей среды, а выполнение алгоритма разделения вызывает некоторую потерю параметров (так называемые «потери исполнения») для усиления за счет разделения.

Кроме того, параметры реального приемника зависит от большего количества параметров, чем уровень принимаемого сигнала и задержка распространения, которые рассматриваются в проекте опытного образца. Весторонние исследования, направленные на то, чтобы уменьшить различие между предсказанным и измеренным усилением за счет разделения, выходят за пределы этой работы.

Опытный образец приемника с разделением поддается программированию, так что эффект изменения количества шагов фазы мог быть проанализирован. Результат показан в

Таблице 2.2 вместе с расчетными величинами. Тенденция в усилении за счет разделения для опытного образца как функции сокращения количества шагов фазы следует за тенденцией для расчетных величин. Приблизительно 1 дБ теряется, если двигаться в направлении от 8-ми до 2-х шагов фазы.

Таблица 2.2: Усиление за счет разделения gdiv и усиление решетки grr для прототипа трансивера с разделением по методу углового сканирования и их расчетные величины.

2.10 Заключение

В этой главе было описано исполнение схемы, реализующей алгоритм углового сканирования. Проектирование заняло приблизительно один год. Сам опытный образец при макетировании работал так, как ожидалось. Его параметры несколько хуже, чем предсказанные при моделировании. Всесторонние исследования, имеющие целью уменьшить различие между предсказанной и измеренной величинами усиления за счет разделения, выходят за рамки этой работы. Полученное усиление за счет разделения, однако, было более чем убедительным для того, чтобы продемонстрировать значимость приемников с разделением. Особое внимание при изготовлении было уделено тому, чтобы предотвратить перекрестные связи и улучшить согласование всех схем. Большинство схемных решений, помогающих достичь этих целей, было осуществлено только после возникновения некоторых проблем. Как оказалось, они были существенными для правильной работы прототипа с разделением по методу углового сканирования. Самые важные из схемных решений, которые были осуществлены на практике, описаны в этом Разделе. Особенно режим испытаний сумматора (без суммирования, но с прямой передачей сигналов), который помог проверить идентичность двух цепей приемника, включая все схемы разделения.