Аналог и цифра - pro и contra звуковой техники (стр. 6 )

Например, для частоты дискретизации 44,1 кГц временной шаг квантования равен Dt = 22,676 мксек и в пределах этого временного промежутка может быть получено любое количество мгновенных значений амплитуды сигнала с точностью, обеспечиваемой разрядной сеткой. На рис. 2 серия отсчетов сдвинута для наглядности относительно временной сетки рис.1 на половину шага дискретизации, т. е. на Dt/2 = 11,338 мксек для частоты дискретизации 44,1 кГц. Поэтому для этой частоты вероятность совпадения отсчетов в двух дублях может быть оценена по временному промежутку в 22,676 мксек, так как момент Т такта отсчета с равной вероятностью будет лежать в интервале времени:

(t-Dt/2) < Т < (t+ Dt/2) (5).

Но и это еще не все. Парадокс, но и шум квантования, его спектральный состав, строго говоря, будут отличаться в двух дублях в силу его корреляционной природы, т. е. его "привязки" к самой сигналограмме. Ведь по-существу шум квантования, точнее, его структура, формируется на основе "промахов" (missed measures) в измерениях значений амплитуды сигнала. А раз отсчеты в двух дублях идут по разным временным меткам, то и серии "промахов" также будут идти по другим временным промежуткам. В результате шум квантования, а значит, его корреляционная функция будут разными в двух дублях.

Конечно, теоретически можно получить два тождественных цифровых потока. Для этого необходимо строго определить нулевые координаты сигналограммы - нулевое значение амплитуды и начальный момент времени. (Например, для фонограммы на магнитной ленте этим моментом может быть граница ракорда и ленты. Сложнее обстоит дело с нулевым значением амплитуды.) А дальше запускать тактовые импульсы в один и тот же начальный момент времени, когда начальное значение амплитуды сигнала равно нулю. Тогда все последующие отсчеты будут всегда идти по одним и тем же значениям амплитуды, как в рис.1, начиная с нулевого. Сам же процесс запуска тактирующего генератора для инициации начала отсчета можно автоматизировать. Например, с помощью двух компараторов, следящих за знаком градиента амплитуды и вырабатывающих логическую команду (запуска или разрешения сигнала тактирующего генератора) как только мгновенное значение амплитуды сигнала относительно нулевого изменится на дельту срабатывания. Ввиду того, что в сигнальных цепях всегда присутствуют шумы, для устранения ложного срабатывания начала процесса квантования можно ввести систему слежения не только по уровню сигнала, но и по скорости изменения его значения (по значениям производной, например). Тогда запуск процесса квантования фонограммы (сколько бы раз мы ни начинали процесс оцифровки), всегда будет происходить в одно и то же время, как если бы работал пороговый синхро-триггер, срабатывающий по нулевому значению тайм-кода.

Однако проблемы, связанные с шагом дискретизации Dt, или, иными словами, с разрешающей способностью по временному критерию, остаются. И особое значение первый отсчет для нулевого (опорного) значения амплитуды приобретает при дельта модуляции в однобитных конверторах, в которых применяется градиентный принцип представления значения амплитуды (см. выше).

Помимо проблем, связанных с временным разрешением, которые существуют в дискретных системах, а также шумами "ошибок", существует проблема надтональных продуктов или тональных псевдонимов-двойников (alias tones). Эти продукты также могут рассматриваться как шумовая помеха, которая засоряет полезный сигнал, значительно увеличивая гармонические искажения. Суть проблемы состоит в том, что в процессе квантования в спектре сигнала, который подвергается оцифровке, не должно быть частотных компонентов, лежащих выше частоты Найквиста. Сама частота Найквиста, напомним, равна половинному значению частоты дискретизации.

Так, например, если в сигнале имеется частота 26 кГц, а частота Найквиста равна 22 кГц, то разностный тон в 4 кГц, "отраженный" от значения частоты Найквиста, попадает, но уже в качестве паразитного обертона частотой 18 кГц в звуковой диапазон. Неприятное свойство этого явления состоит в том, что чем выше от частоты Найквиста отстоит тональный компонент, тем ниже он "спускается" в звуковой диапазон.

Строго говоря, паразитные двойники появляются вокруг частот, кратных целым числам частоты дискретизации. Если взять сигнал со спектром, занимающим диапазон в DF, и подвергнуть его дискретизации с частотой F, то спектры-двойники будут появляться на частотах в диапазонах Sn:

(nF - DF) < Sn < nF + DF), где n - 1,2,3,4….., любое целое число.

Например, сигнал с шириной спектра в 10 кГц, дискретизированный частотой 20 кГц, будет давать спектральные двойники от 10 кГц до 30 кГц (первое "отражение", n=1), далее от 30 кГц до 50 кГц (второе "отражение", n=2), затем от 50 кГц до 70 кГц (третье отражение, n=3) и "далее везде со всеми остановками". Из приведенного примера видно, что паразитный спектр представляет собой сплошной диапазон без промежутков и его гораздо сложнее отфильтровывать. Поэтому на практике, чтобы упростить процесс фильтрации и сделать паразитный спектр не сплошным, а "прореженным", без перекрытия, стараются избегать соотношения FD = 2FN.

Чтобы обойти это препятствие и не применять до этапа конвертирования фильтров с очень высокими порядками, на практике при АЦП-ЦАП преобразовании прибегают к более высоким частотам дискретизации (т. н. oversampling - передискретизация) иногда с увеличением разрядности с последующей цифровой интерполяцией с обратным понижением разрядности и частоты дискретизации (downsampling). Из-за многочисленных цифровых процедур (таких, как dithering, noise shaping, SBM и т. д.) цифровое представление сигналограммы претерпевает целый ряд преобразований и конечный результат бывает непредсказуемым по структурно-шумовому критерию в силу того, что разными производителями используются различные алгоритмы, не отличающиеся унификацией, а также в силу схемно-аппаратных отличий и применяемой элементной базы.

В силу вышеизложенных причин технология шумоформирования (noise shaping), применяемая, например, в SBM (Super Bit Mapping), при которой шумы квантования "загоняются" в якобы неслышимую область высоких частот, выглядит проблематично. Как было показано в первой части статьи, структура шумов имеет множественную природу, и поэтому усугублять и без того непростое положение переносом части спектра шума (тем более шума корреляционного!) в высокочастотную область, где, как было показано, имеется не менее значимая информация, вряд ли можно признать корректным решением проблемы. Понятно, что это паллиативное средство, цель которого сделать менее слышимыми артефакты цифрового формата 16/44,1. Видимо, этим и объясняется тот факт, что с одними фонограммами SBM дает хороший результат, с другими же фонограммами с более сложной шумовой структурой - сомнительный, даже в некоторых случаях неудовлетворительный.

Гораздо более привлекательной в этом смысле выглядит потоковая технология DSD (Direct Stream Digital), разработанная и предложенная специалистами фирмы Sony. В DSD временная структура исходной фонограммы сохраняется в значительно большей степени в силу того, что полоса воспроизводимых частот, обеспечиваемая этим цифровым форматом, простирается вплоть до 100 кГц, при этом несущая тактовая частота (она же частота "дискретизации") равна 2,8 МГц (64-кратная частоте 44,1 кГц).

При такой несущей частоте отпадает необходимость в предварительной фильтрации, что уже само по себе хорошо, ибо известно, что любой фильтр (даже с линеаризацией фазо-частотных характеристик) вносит временные искажения в спектральную структуру сигналограммы. Помимо этого широкий частотный диапазон свидетельствует прежде всего о хорошем временном разрешении, и поэтому есть все основания полагать, что такая система будет корректно сохранять исходные временные и, соответственно, частотные параметры кодируемой сигналограммы. Кроме того, от нее можно ожидать хороших шумовых характеристик с меньшей долей корреляционного шума.

В отличие от ИКМ, т. е. импульсно-кодовой модуляции (РСМ, Pulse-Coded Modulation), которая применяется при АЦП-ЦАП преобразовании, DSD поток является PDM (Pulse-Duration Modulatoin), т. е. ШИМ (широтно-импульсная модуляция) сигналом, в котором мгновенное значение амплитуды кодируемого, в данном случае звукового сигнала представлено шириной импульса. В этом смысле широтно-импульсная модуляция имеет сходство с ФМ - фазовой модуляцией и ее разновидностью ЧМ, т. е. с частотной модуляцией.

Метод широтно-импульсной модуляции, которая применяется в основном в телеметрии для передачи данных, разработал в 1924 году американский физик Реймонд Хайзинг.

Таким образом, на горизонте цифрового звука появился, наконец, формат, который в силу своей относительной простоты может стать связующим звеном, своего рода "общим знаменателем" для уже существующих цифровых протоколов, что позволит переносить цифровые данные из одного формата в другой без значительных потерь. Специалисты фирмы Sony утверждают, что вследствие относительной простоты и универсальности этот формат может стать стандартом архивирования цифровых записей.