Аналоговые электронные устройства (стр. 4 )

. (2.46)

Из (2.46) следует, что отношение токов можно варьировать в широких пределах (до двух порядков) независимо от температуры с ошибкой до 10%.

Схема имеет более высокое выходное сопротивление, чем схема на рис. 2.13, а, так как за счет резистора в транзисторе VT2 возникает ООС по току.

Если требуется получить низкое значение тока ГСТ при больших значениях опорного тока, то надо в схеме с резисторным смещением исключить резистор (=0). В этом случае и если геометрии VT1 и VT2 идентичны, то VT2 работает при более низком токе, чем VT1, т. е. <.

3. Каскады предварительного усиления

3.1. Особенности каскадов предварительного усиления

Назначение каскадов предварительного усиления (КПУ) – повышение уровня входного сигнала до значения, при котором обеспечивается нормальное возбуждение мощного выходного каскада. Поэтому основным параметром КПУ является коэффициент усиления, а такие параметры как КПД, выходная мощность и нелинейные искажения не являются определяющими.

Основной режим работы КПУ – режим А.

Так как КПУ работают с низкими уровнями сигналов, то их можно считать линейными устройствами и для их анализа использовать соответствующие методы (разд. 3 в [1]): узловых потенциалов; четырехполюсника; операторный и др.

Усилители гармонических сигналов (разд. 1 в [1]) работают в установившемся (стационарном) режиме. Целью анализа этих усилителей является нахождение уравнений АЧХ и ФЧХ, которые позволяют предъявить требования к элементам КПУ, исходя из допустимого уровня частотных и фазовых искажений и необходимого коэффициента усиления.

В импульсных усилителях основным методом анализа является операторный метод (разд. 3.3 в [1]). Его цель – получение уравнения переходной характеристики и на основании этого уравнения – предъявление требований к элементам усилителя, исходя из допустимого уровня переходных искажений.

В усилителях на БТ в основном используется схема включения ОЭ, так как она обеспечивает усиление как по току, так и по напряжению. От нее можно получить максимальное усиление мощности. Схема ОК применяется либо в выходных каскадах, работающих на низкоомную нагрузку (кабель, громкоговоритель, большая емкость) или на входе усилительного устройства, при работе от высокоомного источника сигнала. Если же источник сигнала имеет низкое сопротивление, то в качестве входного каскада имеет смысл применить схему с ОБ. Аналогичные замечания можно сделать и об областях применения ПТ, заменяя ОЭ на ОИ, ОК на ОС и ОБ на ОЗ.

В КПУ используются как усилители постоянного (УПТ), так и переменного тока. УПТ более универсальны, и имеют лучшую форму АЧХ и ФЧХ в области низких частот и ПХ в области больших времен. Однако отсутствие гальванической (по постоянному току) развязок между каскадами усложняет настройку такого усилителя и может привести к появлению значительного дрейфа (разд. 2.8 в [1]) выходного напряжения (тока).

3.2. Резисторный каскад на биполярном транзисторе

3.2.1. Принципиальная и эквивалентная схемы

Достоинством резисторного каскада кроме простоты и малых размеров, является способность создавать равномерное усиление в широкой полосе частот и нечувствительность к воздействию переменных магнитных помех.

На рис. 3.1 приведена схема резисторного каскада для самого распространенного варианта: схема включения с ОЭ и эмиттерная стабилизация рабочей точки. Штриховыми линиями изображены эквивалентные схемы источника сигнала и нагрузки.

Назначение элементов задания и стабилизации режима работы RБ1, RБ2, RЭ и CЭ рассматривалось в разд. 2.6. Конденсаторы CР1 и CР2 осуществляют развязку каскадов по постоянному току, они исключают передачу от одного каскада к другому медленных изменений напряжений, обусловленных нестабильностью режима. Наличие развязки позволяет осуществить питание каскадов от одного источника с предельно низким напряжением.

Для определения качественных показателей каскада, т. е. для нахождения коэффициента усиления, уравнений АЧХ, ФЧХ и ПХ необходимо составить его эквивалентную схему для малого переменного сигнала (рис. 3.2). При составлении этой схемы было сделано допущение о малости сопротивления источника питания переменному току. УЭ заменен линейным активным трехполюсником, свойства которого описываются у- матрицей (разд. 4.1.3 в [1]).

Элементы RН, СН имитируют входное сопротивление следующего каскада. Качественные показатели каскада оцениваются передаточной функцией: , поэтому в эквивалентную схему не вошли элементы RБ1, RБ2, СР1, RГ, которые не влияют на эту функцию (напряжение U1 приложено непосредственно к базовому выводу УЭ). Анализ схемы на рис. 3.2 вызывает серьезные затруднения в виду её сложности. Поэтому, как правило, работают с частными эквивалентными схемами, которые справедливы для определенных областей частот (рис. 3.3).

Естественно, что анализ таких частотных схем, позволяет получить расчетные соотношения, которые справедливы только для конкретного диапазона частот.

В области средних частот выходное напряжение, а значит и коэффициент передачи не зависит от частоты, т. е. эквивалентная схема не должна содержать реактивные элементы (рис. 3.3, а). С понижением частоты возрастают сопротивления конденсаторов СР и СЭ и ( и ).

Возрастания сопротивления вызывает увеличение глубины ООС (последовательной по току) за счет конечного сопротивления переменному току в цепи эмиттера и уменьшение выходного напряжения.

К уменьшению этого напряжения приводит и возрастание сопротивления , т. к. все большая часть полезного сигнала будет выделяться на этом сопротивлении.

Эквивалентная схема для нижних частот (больших времен) приведена на рис.3.3,б.

В области верхних частот (малых времен) на форму АЧХ и ПХ оказывают влияние частотные (инерционные) свойства УЭ и ёмкость нагрузки СН (рис.3.3, в).

3.2.2. Область средних частот

Для любого линейного четырёхполюсника коэффициент передачи по напряжению (табл. 4.1 в [1])

, (3.1)

где y2 и – проводимость и сопротивление нагрузки.

Если БТ включен по схеме с ОЭ, то (выражения (4.9)...(4.11) в [1])

(3.2)

В области средних частот (рис. 3.3, а) у21=g21, у22=g22, . Подставляя эти выражения в (3.1), получим

. (3.3)

Как правило, g22R2<<1 и

. (3.4)

Знак минус перед правой частью в (3.3) и (3.4) говорит о том, что схема с ОЭ меняет полярность усиливаемого сигнала (вносит постоянно действующий фазовый сдвиг, равный p).

3.2.3. Область нижних частот и больших времен

Как уже отмечалось, на область нижних частот и больших времен влияют СР и СЭ (рис. 3.3, б). Для упрощения анализа можно считать что эти конденсаторы влияют на АЧХ и ПХ независимо друг от друга, т. е., изучая влияние одного конденсатора, второй полагаем равный бесконечности (его сопротивление равно нулю). Если конденсаторы вносят небольшие искажения, то это не создает заметной ошибки.

Рассмотрим влияние разделительного конденсатора СР2 = СР, при СЭ = ¥.

Полагая g22 = 0 и применяя теорему об эквивалентном генераторе к участку цепи, лежащему левее точек а, б (рис. 3.3, б), получим эквивалентную схему на рис. 3.4.

Передаточная функция такой схемы имеет вид:

, (3.5)

где –постоянная времени разделительной цепи. Из (3.5) следует уравнение нормированной АЧХ

, (3.6)

и выражение для нижней частоты среза

. (3.7)

Таким образом, для расширения полосы пропускания в сторону нижних частот, (для уменьшения fHС) необходимо, увеличивать постоянную времени tР (рис. 3.5), как правило, за счет увеличения емкости разделительного конденсатора. Однако у конденсатора большой емкости мало сопротивление изоляции (утечки), а его размеры и масса возрастают и могут превышать пределы, допустимые для размещения в корпусе ИМС. Кроме того, крупный конденсатор имеет большую монтажную емкость, что ограничивает полосу пропускания в сторону верхних частот.

Подставляя (3.7) в (3.6), получим более распространенную форму записи уравнения АЧХ

(3.8)

С учетом (3.7) из (3.5) находим уравнение ФЧХ резисторного каскада в области нижних частот (рис. 3.6)

. (3.9)

Найдем уравнение ПХ. Из (3.5) следует, что

,

где – изображение нормированной ПХ. Переходя от изображения к оригиналу, получим исходное уравнение ПХ (рис. 3.7)

. (3.10)

Спад плоской вершины импульса

.

При tИ/tр<0.1 , тогда

. (3.11)

Таким образом, для уменьшения спада надо увеличивать tР , т. е. принимать те же самые меры, что и для расширения полосы пропускания в сторону нижних частот.

Из (3.7) и (3.11) следует связь между частотными и переходными искажениями

. (3.12)

Теперь рассмотрим влияние конденсатора в цепи эмиттера СЭ на АЧХ и ПХ, полагая СР = ¥.

При Сэ = ¥ других реактивностей в эквивалентной схеме (рис. 3.3, б) нет и АЧХ имеет вид прямой (идеальна!) (рис. 3.8). При СЭ = 0 за счёт RЭ возникает частотно-независимая ООС, которая уменьшает коэффициент усиления. При СЭ = const ООС нейтрализуется только в области средних частот. С понижением частоты сопротивление растет и появляется ООС (последовательная и по току), глубина которой тем больше, чем ниже частота (кривая 1). Если увеличить емкость СЭ, то ОС будет включаться позже (кривая 2), т. е. произойдет расширение полосы пропускания в сторону нижних частот.

Для получения расчетных соотношений обобщенным методом узловых потенциалов определяем y-параметры четырехполюсника, обведенного на рис. 3.3,б штриховыми линиями

, (3.13)

где , , Sg = g11+ g12+ g21+ g22.

Подставляя (3.13) в (3.1), после несложных преобразований получим

. (3.14)

Здесь

(3.15)

- глубина ООС, возникающая за счет конечного значения емкости конденсатора в цепи эмиттера (рис. 3.9). Из (3.14) и (3.15) находим уравнение АЧХ каскада при СР=¥

(3.16)

Если на частоте fН допустимый уровень частотных искажений не должен превышать уН, то величина емкости СЭ выбирается из соотношения

.

На рис. 3.10 приведены ПХ каскада в области больших времен в предположении, что СР = ¥. При СЭ = ¥ и СЭ = 0 ПХ – идеальны. Прямая 2 проходит ниже, т. к. в этом случае . При СЭ=10 мкФ при скачкообразном изменении напряжения u1(t) напряжение на емкости не может измениться скачком и , по мере заряда емкости СЭ напряжение будет уменьшаться, стремясь к прямой 2. При СЭ = 50мкФ скорость заряда ёмкости СЭ уменьшится (кривая 4), а значит уменьшится скорость спадания напряжения uБЭ(t) (уменьшится спад плоской вершины).

При ,

. (3.17)

3.2.4. Область верхних частот и малых времен

Эквивалентная схема каскада для этого диапазона частот (времен) приведена на рис. 3.3, в.

Подставляя (3.2) в (3.1) и учитывая, что , g22R2 << 1, получим , (3.18)

где – постоянная времени коллекторной цепи; – постоянная времени резисторного каскада для верхних частот.

Выражение (3.19) получено при допущении .

Из (3.19) следуют уравнения АЧХ и ФЧХ резисторного каскада в области верхних частот

, (3.19)

, (3.20)

где – верхняя частота среза. (3.21)

Для расширения полосы пропускания в сторону верхних частот (т. е. для увеличения fВС) необходимо: выбрать более высокочастотный транзистор; уменьшить емкость нагрузки СН; уменьшить сопротивление R2.

В последнем случае будет уменьшаться коэффициент усиления К0 в области средних частот (3.4). Поэтому вводят такой параметр, как площадь усиления , который характеризует способность каскада создавать усиление в широкой полосе частот.

Как видно из (3.4) и (3.21), площадь усиления

(3.22)

возрастает с увеличением R2, стремясь к пределу

. (3.23)

На основании (3.19) и (3.20) можно построить диаграммы Боде для АЧХ (рис. 3.11, а) и ФЧХ (рис. 3.11, б).

Из (3.11) находим изображение нормированной ПХ в области малых времен

.

Переходя к оригиналу, получим уравнение ПХ

(3.24)

и время установления . (3.25)

Таким образом, для уменьшения времени установления необходимо уменьшить постоянную времени tВ (рис. 3.12), т. е. принимать те же меры, что и для расширения полосы пропускания в сторону верхних частот.

Способность каскада обеспечивать усиление при малом времени установления tУ характеризуется отношением . При увеличении R2 это отношение возрастает, стремясь к пределу

. (3.26)

Из (3.22) и (3.26) следует связь между АЧХ в области верхних частот и ПХ в области малых времен

. (3.27)

3.3. Коррекция амплитудно – частотных и переходных характеристик

3.3.1. Общие сведения

Под коррекцией АЧХ и ПХ понимают не только снижение частотных и переходных искажений, но и получение характеристик определенной формы, как, например, максимума АЧХ.

В зависимости от области частот (времен), для которой предназначена коррекция, различают высокочастотную (ВЧ) и низкочастотную (НЧ) коррекцию.

ВЧ коррекция позволяет получить выигрыш в площади усиления . НЧ коррек­ция расширяет полосу пропускания в сторону нижних частот или при неизменной полосе частот позволяет уменьшить значение емкостей СР и СЭ.

Все схемы коррекции можно разбить на три группы: схемы, использующие увеличение сопротивления нагрузки в нужном диапазоне частот; схемы с частотно-зависимой ОС; схемы взаимной коррекции, когда подъем АЧХ в одном из каскадов компенсирует спад АЧХ в другом каскаде.

3.3.2. Схема эмиттерной высокочастотной коррекции

Схема такой ВЧ коррекции приведена на рис. 3.13. Здесь RКОР, СКОР – корректирующие элементы, RЭ, СЭ – элементы схемы эмиттерной стабилизации рабочей точки (). Поскольку емкость СКОР мала, то её влияние проявляется только в области верхних частот. В области нижних и средних частот и существующая при этом ОС (последовательная по току) заметно снижает коэффициент усиления (рис. 3.14).

При Скор = ¥ (кривая 1) получим АЧХ каскада без коррекции. При Скор=0 (кривая 2) из-за ОС коэффициент усиления становится меньше, но форма АЧХ сохраняется при небольшом расширении полосы пропускания. При уменьшении корректирующей емкости участок перехода линии 2 к линии 1 располагается правее (сравни кривые 3 и 4). Это объясняется тем, что шунтирующее влияние СКОР в этом случае начинает проявятся на более высоких частотах. Характеристике 4 соответствует такая же площадь усиления QS, как у некорректированного каскада (кривая 1). Это означает что при QS = const с помощью эмиттерной коррекции можно расширить полосу пропускания (увеличить fBC) во столько же раз, во сколько уменьшится коэффициент усиления.

Увеличив СКОР (по отношению к СКОР 4) до СКОР.OPt можно получить са­мую большую площадь усиления, сохранив форму АЧХ плоской (кривая 5), даль­нейшее небольшое увеличение СКОР приводит к образованию максимума (кривая 6). Характеристика типа кривой 5 называется максимально плоской, или оптимальной. Выигрыш по площади усиления по сравнению с некорректированным каскадом составляет величину 1.45..1.6.

То, что кривые 5 и 6 вышли за пределы линии 1 объясняется изменением ха­рактера ОС, которая на данном участке частотного диапазона вследствие дополнительного фазового сдвига, вносимого цепочкой СКОРRКОР, становится положительной.

Перейдем к рассмотрению переходных характеристик (рис.3.15). При СКОР = ¥ (кривая 1) ПХ как у обычного (некорректированного) каскада. При СКОР = 0 частотно независимая ООС уменьшает коэффициент усиления, которое окупается почти таким же уменьшением времени установления, т. е. отношение K/tу не меняется. Если включить емкость СКОР подать на вход каскада идеальный перепад напряжения (ступеньку), то в начальный момент времени ОС нейтрализуется (напряжение на емкости не может измениться скачком) и ПХ совпадает с кривой 1. По мере заряда емкости СКОР включается ОС, которая уменьшает выходное напряжение (кривые 3 и 4). Когда СКОР полностью зарядится – кривые 3 и 4 совпадут с кривой 2. Заметим, что чем больше емкость СКОР, т. е. чем медленнее будет входить в действие ОС, тем быстрее произойдет нарастание фронта (сравните кривые 3 и 4). Однако слишком большое запаздывание сигнала ОС приведет к образованию выброса, т. к. выходной импульс успевает нарасти до величины, превышающей свое установившееся значение.

Таким образом, выигрыш по отношению возрастает с ростом СКОР, однако при этом возрастает и выброс d.

3.3.3. Схема индуктивной высокочастотной коррекции

Эта схема коррекции (рис. 3.16) наиболее часто используется в выходных каскадах на БТ и ПТ, работающих на емкостную нагрузку.

В этой схеме нагрузкой каскада является параллельный колебательный контур, сопротивление которого на некоторой высокой частоте можно получить больше, чем параллельное соединение сопротивлений RK, RH и емкости СН. При чем, добротность контура, а значит и его сопротивление будет тем больше, чем больше Rн, т. е. эффективность коррекции возрастает при Rн>>Rк. АЧХ и ПХ каскада зависят от коэффициента коррекции (рис. 3.17). При k=0.414 имеет место максимально плоская АЧХ, максимум образующейся при k>0.414, может быть использован для уменьшения частотных искажений, возникающих в других каскадах, т. е. для осуществления взаимной коррекции. При k=0.414 выигрыш по площади усиления составляет 1.72.

При L=0 ёмкость СН заряжается по экспоненциальному закону (рис. 3.18), т. к. по мере заряда ёмкости уменьшается зарядный ток за счёт ответвления части тока в сопротивление RК (и в сопротивление RН, если бы оно было соизмеримо с RК).

Индуктивность L, препятствуя возрастанию тока в цепи RK, стремится сохранить ток заряда ёмкости СН постоянным, что способствует более быстрому нарастанию на­пряжения на паразитной ёмкости.

При Q>0.5, т. е. k>0.25 переходной процесс в контуре становится колебательным, и возникают выбросы (кривая 3). Если k=0.25 выигрыш по составляет 1.36 и d=0, если k=0.35 ― 1.68 и d=1% (критический выброс), а при k=0.414 ― 1.82, d=3%.

В заключении напомню, что критическим выбросом – называется выброс, который не возрастает при увеличении числа каскадов.

3.3.4. Схема низкочастотной коррекции

НЧ коррекция чаще всего осуществляется постановкой RФCФ - фильтра в цепь питания (рис. 3.19).

АЧХ для разных значений СФ изображены на рис. 3.20. При СФ=¥ (кривая 1) резистор Rф закорочен по переменному току и мы получаем АЧХ обычного некорректированного каскада.

При СФ=0 сопротивление между точками 1-1¢ возрастает до величины Rк + Rф, что приводит к возрастанию коэффициента усиления. При Сф=const на средних частотах АЧХ каскада совпадает с кривой 1, а при низких частотах с кривой 2. Причём, при увеличении Cф средняя часть АЧХ, соединяющая линии 1 и 2, смещается влево, максимум снижается и при некотором значении Сф – исчезает.

Максимально плоская оптимальная АЧХ (кривая 4) получается при

. (3.28)

Выигрыш по уменьшению частоты среза при СP=const примерно равен

. (3.29)

Если сравнить некорректированный каскад (Сф=¥) с каскадом с оп­тимальной коррекцией (кривая 4) при одинаковой частоте среза fНС, то во втором каскаде ёмкость СР будет меньше практически в раз.

Зависимости ПХ от величины корректирующей ёмкости СФ приведены на рис.3.21. При СФ=¥ переходной процесс протекает также, как у некорректированного каскада. При СФ=0 возрастает постоянная времени и уменьшается величина спада. При СФ=const и при скачке входного напряжения заряд ёмкости СФ приводит к возрастанию напряжения на ёмкости СФ и в узле 1, что частично компенсирует спад выходного напряжения за счёт заряда СР.

При скорости нарастания напряжения на конденсаторах СФ и СР примерно совпадают и их форма выходного напряжения наиболее близка к идеальной. При СФ<СФКР нарастание напряжения на СФ будет опережать скорость нарастания напряжения на конденсаторе СР и ПХ будет иметь максимум.

Таким образом, НЧ-коррекция при СР=const и tИ=const позволяет уменьшить неравномерность вершины импульса, а при D=const умень­шить ёмкость СР в раз. Однако, с повышением RФ приходится повышать напряжение питания, поэтому получить отношение свыше 10…15 затруднительно.

3.4. Дифференциальный каскад

3.4.1. Общие сведения

Дифференциальный каскад (ДК) представляет собой балансную (мостовую) усилительную схему, имеющую два симметричных входа и реагирующую (в идеале) только на разность напряжений, приложенных к этим входам.

К достоинствам ДК стоит отнести:

- низкую чувствительность к изменениям напряжения питания и температуры (малый уровень дрейфа нуля);

-  возможность использования глубокой ООС для повышения стабильности режима по постоянному току без уменьшения усиления полезного сигнала;

-  наличие двух входов и двух выходов, позволяющих строить инвертирующие и неинвертирующие усилители;

-  низкая чувствительность к одинаковым постоянным входным напряжениям, что облегчает решение проблемы межкаскадных связей в УПТ.

Эти достоинства проявляются особенно ярко в ИМС, т. к. изготовление пары транзисторов на одной подложке в посредственной близости друг от друга при помощи одного и того же цикла технологических операций позволяет формировать транзисторные структуры с идентичными параметрами. А, как известно, при этом условии ДК обладает почти идеальными характеристиками.

ДК применяются как составной элемент (входной каскад) ОУ, усилителей мощности, низких, промежуточных и высоких частот и т. д. Кроме того, они выпускаются в виде отдельных ИМС, например, К18УД1 или К119УТ1.

3.4.2. Принцип действия

Пусть на вход ДК, симметрично относительно оси А-А¢ (рис. 3.22), поступают синфазные сигналы (СС), т. е. сигналы, амплитуды и фазы которых совпадают.

+

Так как в отсутствии входных сигн-

лов каскад сбалансирован (симметричен), то на коллекторах обоих транзисторов устанавливаются одинаковые напряжения и выходное напряжение U2 = 0.

При подаче синфазных сигналов, например, положительной полярности, коллекторные токи обоих транзисторов возрастут на одну и ту же величину, что вызовет одинаковое уменьшение коллекторных напряжений, т. е. uК1=uК2=UК – iКRК и выходное напряжения u2 = uК1 – uК2 = 0.

Если на входы поступают дифференциальные (парафазные) сигналы (ДС), т. е. сигналы, равные по амплитуде, но противоположные по фазе (полярности), то (при данной полярности этих сигналов)

uК1=UК + iКRК, uК2=UК – iКRК и u2=uК1 – uК2=2iКRК.

Таким образом, идеально симметричный ДК усиливает только ДС и не реаги­рует на СС. Т. к. к синфазным компонентам можно отнести, например, изменение температуры окружающей среды или изменение напряжения питания, то такой ДК будет обладать идеальной температурной стабильностью и не будет реагировать на изменение напряжения питания. Кроме того, он не будет чувствителен к одинаковым постоянным напряжениям на обоих входах, что облегчает осуществление межкаскадных связей.

Если же ДК несимметричен, то в отсутствии входных сигналов, на выходе появляется конечное напряжение, которое изменяется во времени из-за воздействия на ДК различных ДФ. Это изменение называется дрейфом нуля выходного напряжения. Величину этого напряжения и его дрейф можно уменьшить введением ООС для синфазных составляющих (рис. 3.23). При действии СС одинаково увеличиваются эмиттерные токи iЭ1, iЭ2 и на сопротивление RЭ возникает напряжение RЭ(iЭ1 + iЭ2), которое через источники сигналов воздействуют на оба входа, вызывая уменьшение напряжения uБЭ=u1–RЭ(iЭ1+iЭ2), т. е. в схеме возникает последовательная ООС по току, которая уменьшает коэффициент усиления для СС. Если же на входы поступают ДС, то токи iЭ1 и iЭ2 протекают через RЭ в противоположных направлениях (рис. 3.23) и напряжение ОС uОС=RЭ(iЭ1–iЭ2)»0, т. е. для полезного (ДС) сигнала ОС практически будет отсутствовать.

Кроме того (и это очень важно!), до сих пор мы рассматривали работу ДК при симметричном выходе, однако довольно часто выходное напряжение снимается с коллектора одного из транзисторов относительно общего провода (земли), т. е. используется несимметричный выход. В этом случае при RЭ=0 ДК теряет свойства подавлять СС (СС и ДС будут усиливаться одинаково!). Чтобы сохранить достоинства ДК и при несимметричном выходе, необходима глубокая ООС, т. е. теперь наличие резистора RЭ принципиально необходимо.