Спутниковая связь и проблема геостационарной орбиты (стр. 4 )

Несмотря на возрастающую стоимость создания ИСЗ и выво­да их на геостационарную орбиту, стоимость создания и эксплу­атации систем связи в расчете на канал неуклонно снижается.

3. Главным ресурсом повышения пропускной способности систем спутниковой связи является создание и развитие ИСЗ с максимально узкими лучами бортовых антенн, направленными на районы размещения ЗС с большим трафиком, и с обработкой сигналов на борту.

Как будет показано ниже, это направление одновременно со: дает возможность повышения емкости ГО благодаря уменьшению взаимных помех между системами.

4. Максимально используют наиболее удобные для целей связи и вещания диапазоны 6/4, 14/11, 18/12 ГГц, для чего применяют пространственное и поляризационное разделения сигналов, имеющих общую полосу частот. Начинают использовать диапазон 20/30 ГГц.

5. Создают системы связи большой емкости, для чего разрабатывают необходимую аппаратуру МД, аналого-цифрового преобразования, интерполяции речи, кодирования, многопозиционной модуляции. Все шире применяют передачу сигналов в дискретной форме. В то же время перспективна передача сигналов с частотным разделением каналов многоканальной телефонии без преобразования вида сигнала, методом AM—ОБП, так как при этом полосу частот используют наиболее экономно.

6.  Получают применение малые ЗС с малым трафиком.

7.  Взаимодействие сетей спутниковой связи со сложившимися
наземными сетями достигается как сочетанием наземных и спутниковых средств в общей сети с общими узлами коммутации, так и созданием автономных спутниковых сетей с собственными средствами коммутации.

8.  Развиваются новые виды обслуживания — деловые (ведомственные) сети обмена информацией, организация видеоконференций, передача телевизионных программ высокой четкости и др.

9.  Создают новое оборудование ЗС; важно отметить создание
антенн с высокой пространственной избирательностью, что увели­чивает емкость орбиты, а также повышение надежности оборудо­вания, что позволяет перейти к установке ЗС непосредственно у потребителей, без постоянного квалифицированного обслуживания.

3. РАСЧЕТ ВЗАИМНЫХ ПОМЕХ МЕЖДУ СТАЦИОНАРНЫМИ ИСЗ

3.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ НЕОБХОДИМЫХ

ЗАЩИТНЫХ ОТНОШЕНИЙ СИГНАЛ-ПОМЕХА

НА ВХОДЕ ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА

Вся проблема использования геостационарной орбиты служба­ми радиосвязи имеет в основе проблему взаимных помех между радиосигналами этих систем. Различными средствами, которые будут рассмотрены в гл. 4, взаимные помехи могут быть уменьшены, но не могут быть исключены, поскольку не могут быть физи­чески реализованы антенны, облучающие только заданную по­верхность и не создающие вовсе боковых излучений. Поэтому рас­чет взаимных помех, описанный в этой главе, лежит в основе дальнейших материалов книги, и хотя он неоднократно излагался [16, 2, 4, 11, 14, 17], его основные положения, представляется необходимым привести.

Расчет взаимных помех основывается на:

а) нормах допустимого «повреждения» передаваемых сообщений, причиняемого помехой;

б) свойствах приемного устройства и сигналов, полезного и ме­шающего, определяющих необходимое защитное отношение (отно­шение мощности сигнала и помехи на входе приемника), соответ­ствующее п. а);

в) энергетических соотношениях на пути распространения сиг­налов.

В этом параграфе на основе работ [16, 4, 14, 17] - изложены краткие сведения по п. б), имеющие сравнительно общий харак­тер, поскольку эти закономерности относят не только к спутнико­вым, но и к другим системам радиосвязи.

Как правило, к полезному сигналу, который надлежит принять, добавляется несколько мешающих сигналов — от соседних ИСЗ, расположенных по обе стороны от принимаемого, от наземных средств связи, например от РРЛ, которые работают в той же. по­лосе частот; также всегда имеется тепловой шум, возникающий во входных усилителях приемных устройств. Тем не менее, начнем анализ с воздействия одной помехи — квазисинусоидального ко­лебания с медленно меняющимися (модулированными) парамет­рами. Это объясняется, во-первых, большей простотой и нагляд­ностью анализа, во-вторых, тем, что к такому виду обычно можно привести сумму нескольких сигналов, а главное — тем, что в ря­де случаев воздействие мешающих сигналов можно анализировать раздельно, и суммарную помеху на выходе приемника определять как сумму реакций приемника на каждое отдельное воздействие. В тех случаях, когда последнее условие не соблюдается, оно будет оговорено особо.

3.2. ВОЗДЕЙСТВИЕ ПОМЕХ НА АНАЛОГОВЫЕ ЧМ СИГНАЛЫ

ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ

Примем, что полезный сигнал ис имеет частотную модуляцию

uс = UmcCos(wct + (t)) (3.1)

где (t) — медленно меняющаяся часть фазы, обусловленная модуляцией.

Помеху запишем в достаточно общем виде

, ( 3. 2)

где

( 3. 3)

Начальные фазы процессов полагаем включенными в процессы модуляции

После прохождения линейной высокочастотной части приемника, обладающей фильтрующим действием, т. е. на входе детектора, сигнал и помеха приобретают паразитную амплитудную и фазовую модуляцию:

( 3. 4)

что можно записать в виде суммарного сигнала

(3.5) где

(3.6)

— результирующая амплитуда суммарного процесса на входе частотного де­тектора;

, (3.7)

(3.8)

Напряжение на выходе идеального фазового детектора

(3.9)

на выходе идеального частотного детектора

(3.10)

что в принципе решает задачу, хотя выражение (3.10) еще далеко от удобной для расчетов формы.

Пренебрежем искажениями полезного сообщения в линейном фильтрующем тракте, т. е. положим , поскольку этот тракт должен быть соответст­вующим образом спроектирован, а также в связи с тем, что искажения и действие помехи , как видно из (3.9), (З.1О), аддитивны, а сейчас иска­жения не являются предметом исследования.

Кроме того, для упрощения вывода, следуя [16], пренебрежем паразит­ной амплитудной модуляцией полезного ЧМ сигнала в линейном тракте, поскольку в нормальном работающем ЧМ приемнике глубина паразитной AM ничтожна.

Тогда Причем

(3.11)

что вытекает из предположения о малости помехи, тогда

(З.12)

Будем считать, что процессы модуляции , — нормальные слу­чайные, что справедливо для модуляции многоканальным телефонным сообще­нием с частотным разделением каналов (ЧРК), для сигналов звукового веща­ния (при достаточно большем интервале усреднения).

Средняя корреляционная функция нестационарного случайного процесса (t) при симметричной характеристике фильтра [16] пропорциональна произ­ведению корреляционных функций сигнала и помехи, и, следовательно [18]. средний энергетический спектр помехи на выходе пропорционален свертке спектров соответствующих процессов:

где k(w) — коэффициент передачи линейной фильтрующей части приемника на частоте w; v — переменная интегрирования, имеющая размерность частоты.

В (3.13) средние энергетические спектры сигнала и помехи рс и рп опре­деляются как функции отклонения от центральной частоты wс и wп соответст­вено; поэтому произведение к2(wc-v)pc(-v) есть спектральная плотность спектра полезного сигнала на выходе фильтра на частоте wc—v, а к2(wc+-v)pп(w-+v) равно спектральной плотности помехи на выходе фильтра на частоте (wc+-v), отстоящей при любом v точно на от частоты сигнала.

Вычисление (3.13) можно осуществить аналитически, или, в общем случае — численным интегрированием. Спектры ЧМ сигналов, модулированных многока­нальным телефонным сигналом с ЧРК, можно найти в [16, 19].

Физический смысл соотношения (3.13) заключается в том, что помеха на выходе идеального ЧД возникает в результате биений между составляющими спектров сигнала и помехи. Очевидно, что если спектры сигнала и помехи, ограничены фильтром на передающей стороне и не перекрываются (причем разнос между ближайшими компонентами этих спектров больше, чем верхняя частота модуляции сигнала B), то помеха на выходе идеального ЧД не воз­никает.

На основе (3.13) нетрудно получить отношение мощности сигнала к мощ­ности шума на выходе приемника в полосе частот H . В модулирующего процесса.

Помеха на выходе

(3.14)

и, на основе теоремы о спектре производной,

(3.15)

Если модулирующее сообщение перед передачей подвергнуть линейным, предыскажениям в фильтре с характеристикой B(), то при вычислении (3.13) следует использовать соответствующий спектр , а спектр (3.15) следует умножить на , учтя действие восстанавливающего фильтра. Поскольку измерение шумов обычно производится через взвешивающий фильтр с коэффи­циентом kn(), вместо (3.15) имеем

Интегрируя в полосе частот многоканального сообщения , по­лучаем [И] отношение мощности помехи и сигнала на выходе ЧД:

где wД. Э — эффективная девиация частоты полезного сигнала; D(f, F) — нор­мированный спектр помехи на выходе приемника (см. (3.13)) — свертка спект­ров полезного и мешающего сигналов.

Если сигнал и помеха модулированы по частоте многоканальным телефон­ным сообщением с частотным разделением каналов (ЧРК — ЧМ), нормируется допустимый уровень мешающих шумов, возникающих в отдельном телефонном канале. Для этого случая получено [16] соотношение, определяющее псофометрически взвешенную мощность помех (в пВт) в канале со средней частотой F в точке с нулевым уровнем (1 мВт) испытательного полезного сигнала

(318)

где кГц — ширина полосы одного телефонного канала; kn = 0,75 — коэффициент псофометрического взвешивания; Fc. в — верхняя граничная час­тота спектра полезного сообщения; B2(F)=0,4+1,05(F/FB)2+O,75(F/FB)4 — ха­рактеристика предыскажений, рекомендованных МККР для РРЛ, применяемая на спутниковых линиях; F — средняя частота канала, в котором рассчитыва­ются помехи (обычно наихудшие шумы возникают в верхнем канале, при F = —Fcb); — эффективная девиация частоты полезного сигнала, соответствую­щая нулевому измерительному уровню в канале; D(,F) — свертка норми­рованных спектров полезного и мешающего сигналов.

Расчет по (3.18) следует вести для канала, помеха в котором наибольшая. Из-за множителя F2 наибольший шум чаще всего оказывается в верхнем кана­ле (F=FB), хотя при малых индексах модуляции и небольших расстройках это может быть и не так [14].

В [16, 20] предлагается D(,F) определять через безразмерные величины

где

QnB — верхняя частота спектра модуляции мешающего сигнала; и — перемен­ная интегрирования, имеющая размерность частоты:

(3,19)

где -нормализованные энергетические спектры полезного и мешающего сигналов, построенные в удобном виде в [20] (рис. 3.1, 3.2). Параметром на рис. 3.1 является эффективный индекс модуляции многоканальным сообщением

(3.20)

причем эффективная девиация частоты многоканальным сообщением связана с девиацией частоты от сигнала измерительного уровня одного канала соот­ношениями, рекомендованными МККР:

(3.21)

где N — число каналов в модулирующем сообщении.

Свертку (3.19) можно вычислить численно, с помощью ЭВМ или даже графически. Если необходимо учесть влияние линейного высокочастотного трак­та приемника, можно, как это сделано в (3.13), умножить спектры на норми­рованный коэффициент передачи при этой частоте. В ряде практически важных частных случаев результат можно получить без вычисления свертки.

ЧАСТНЫЕ СЛУЧАИ

Часто при расчете взаимных помех между двумя ССС наиболее неблаго­приятным сочетанием оказывается помеха малоканальному полезному сигналу ЧРК —ЧМ со стороны более мощной многоканальной помехи ЧМ — ЧРК. Тог­да помеха имеет гораздо более широкий спектр, чем полезный сигнал, и можно считать постоянным в пределах необходимой области интегри­рования, определяемой шириной спектра полезного сообщения. Тогда можно вынести за знак интеграла, и поскольку в (3.19) спектры нормированы, получаем [20]

(3.22)

где значения функции gn(q) определяют по кривым рис. 8.1.

Чаще всего при соседнем размещении геостационарных ИСЗ занимаемые ими полосы частот на большой их части или даже полностью перекрываются. При этом определяющим может оказаться случай малой расстройки между сигналами. В случае () необходимое соотношение еще более уп­рощается [3.9]:

D(0, F) = (FCB/FПB)gп(F/Fпв). (3.23)

Вычисление D(f, F) также существенно упрощается, если полезный и мешающий сигналы имеют вид ЧРК — ЧМ и одинаковую емкость, т. е. (ин­дексы модуляции сигнала и помехи тс и тп могут быть не равны). В этом случае следует вычислить эквивалентный эффективный индекс модуляции

, и тогда

(3.24)

где определяют по кривым нормализованного спектра ЧРК — ЧМ сигнала на рис. 3.1 и 3.2 для индекса модуляции mэкв Формула (3.19) может быть упрощена и в том случае, когда полезный сигнал ЧРК ЧМ многоканальный и широкополоснее мешающего сигнала. Тогда, рассуждая подобно тому, как это сделано при выводе (3.22), получаем:

(3.25)

что дает возможность непосредственно получить результат с помощью кривых обобщенного спектра ЧМ сигнала. При нулевой расстройке ( = 0) из (3.25) получаем

D(0, F) = gc. (3.26)

В некоторых случаях вычисление может быть выполнено анали­тически. Так, при большом индексе модуляции (mЗ) энергетический спектр ЧМ сигнала, модулированного нормальным стационарным случайным процес­сом (который очень хорошо аппроксимирует свойства многоканального телефон­ного сообщения с ЧРК), имеет вид [16]

(3.27)

Форма спектра в (3.27) совпадает с функцией распределения нормального процесса, поскольку доля энергии ЧМ сигнала, приходящаяся на некоторый малый интервал полосы частот, оказывается прямо пропорциональной времени пребывания мгновенной частоты в этом интервале, а закон распределения мгно­венной частоты неискаженного ЧМ сигнала, естественно, точно соответствует закону распределения вероятности напряжения модулирующего процесса. Ис­пользуя (3.27), можно (3.18) придать вид, удобный для расчетов без помощи рис. 3.1 [3.8]:

(3.28)

Причем в качестве f*дэ здесь следует использовать величину . Следует учитывать, что (3.28) справедлива при

Очевидно, что (3.27) можно использовать для вычисления по формулам (3.22), (3.23) и (3.25), (3.26), имея в виду, что при этом опре­деляется непосредственно по (3.27). В [20] указана также возможность при­менения приведенных выше формул для некоторых случаев, когда помеха не является сигналом ЧРК—ЧМ.

ВОЗДЕЙСТВИЕ ПОМЕХ ОТ СИГНАЛОВ С ФМ, СИСТЕМ

ОКН И ТВ—ЧМ

Если мешающий сигнал модулирован по фазе (ФМ) цифровым сигналом с импульсно-кодовой (ИКМ) или дельта - модуляцией (ДМ), то его энергетический спектр определяется аналитически [19, 20]:

(3.29)

где R - скорость передачи, бит/с; М=1 при двухпозиционной ФМ; М = 2 при четырехпозиционной ФМ. Как очевидно из изложенного выше, соотношения (3.18) — (3.23) пригодны для помехи с любым видом модуляции. Из (3.22),
(3.23), (3.29) следует

а при

далее расчет выполняется по (3.18).

В ССС используют метод передачи каждого канала на отдельной несущей (ОКН). В случае помех от такой системы полезному сигналу ЧРК — ЧМ каж­дый канал системы ОКН представляется узкополосным сигналом, а в полосу полезного сигнала попадает п таких сигналов. Поэтому можно воспользоваться соотношением (3.25) и получить [20]:

(3.32)

здесь относительная разность несущей полезного сигнала и частоты i-й несущей сигнала ОКН, причем вычисление по (3.18) следует выполнить с учетом того, что р2 = Рс/Рп1 где Рп1— мощность каждой отдельной несущей сигнала ОКН (если это существенно, то с учетом ослабления каждой отдельной несущей линейным трактом приемника до входа детектора).

Другой интересный случай — когда мешающий сигнал модулирован по частоте ТВ сообщением. Наибольшие помехи со стороны такого сигнала созда­ются в моменты особо неблагоприятных с этой точки зрения сюжетов изобра­жения, с преобладанием одного уровня яркости, когда спектр ЧМ сигнала сос­редоточен в узкой полосе. Для уменьшения помех и соблюдения установленных норм создаваемой плотности потока мощности в ТВ ЧМ сигнал рекомендуется водить дополнительный сигнал дисперсии (рассеяния энергии), обычно тре­угольной формы, с периодом, равным периоду строчной или кадровой разверт­ки. Помехи следует определять для самого неблагоприятного случая, когда ТВ ЧМ сигнал модулирован только сигналом дисперсии, с размахом девиации час­тоты . В этом случае спектр можно считать практически равномерным в этой полосе, и

(3.33)

ВОЗДЕЙСТВИЕ ПОМЕХ НА СИГНАЛЫ, ТВ—ЧМ

Поскольку сигналы передачи телевизионных программ относятся к классу аналоговых ЧМ сигналов, то все приведенные выше соотношения приемлемы для случая, когда ТВ сообщение с ЧМ является полезным сигналом, а мешаю­щими — рассмотренные выше разновидности сигналов — ЧРК, ЧМ, ИКМ ФМ, ОКН, ТВ ЧМ. Действительно, такие расчеты можно выполнить и сравнить значения шума в канале изображения с нормированным для этого случая (см. ниже). Очевидно, что для расчета необходимо знать энергетический спектр ТВ

ЧМ сигнала, а для этого — спектр и распределение вероятности модулирующе­го ТВ сообщения. Соответствующие исследования проводились, и результаты их опубликованы [11, 21, 22, 23]. Однако спектр ТВ сообщения изменяется в ши­роких пределах в зависимости от содержания передаваемого изображения, и: более или менее «устойчивые» результаты достигаются лишь при усреднении за длительное время. В то же время помехи на изображении воспринимаются наблюдателем практически безынерционно, заметность помех зависит от сюже­та изображения в полезном и мешающих сигналах, и «усредненные* расчеты ма­ло пригодны для определения допустимых помех. Для этого следовало бы определить типовые, стандартные для оценки помех изображения, и определить норму на допустимую при этих сигналах мощность помехи. Пока такая работа не выполнена и для оценки помех пользуются не расчетом, а экспериментально полученными кривыми или таблицами необходимого защитного отношения, ос­нованными на субъективной оценке группой экспертов заметности радиопоме­хи. Защитным отношением называют отношение мощности полезного сигнала и помехи на входе приемника, при котором достигается необходимое качество приема сигналов — установленный заранее малый уровень заметности.

Так, на рис. 3.2 показано определенное таким образом [24] защитное от­ношение при передаче различных цветных изображений ((система СЕКАМ). Од­новременно с помехой на приемник воздействовал флуктуационнын шум такой величины, что взвешенное отношение сигнал-шум на выходе приемника состав­ляло 55 дБ; пиковая девиация частоты полезного и мешающего сигнала состав­ляла ± 11 МГц; одновременно с передачей телевизионного изображения на поднесущей (передавалось и звуковое сопровождение. Как видно из рисунка, мак­симальная заметность помехи (наиболее высокое защитное отношение) соот­ветствует расстройке между несущими сигналами и помехи МГц, что объ­ясняется попаданием частоты биений в канал цветности.

Влияние изменения отношения сигнал - флюктуационный шум на необходи­мое защитное отношение видно из рис. 3.3 (при наихудшей расстройке). Это явление объясняется маскирующим действием шума. Из рисунка также видно,

Что воздействие мешающего сигнала наземного телевидения (с AM и частично подавленной боковой новой полосой) больше, чем воздействие помехи с ЧМ, а воздействие немодулируемой помехи еще больше. Необходимое защитное отношение для приемника сигналов ТВ с AM (приемника наземного телевидения) при воздействии на него ТВ ЧМ сигнала от спутниковых систем показано на рис. 3.4 [25]. В этом случае необходимое защитное отношение заметно Birdie, что обусловле­но меньшей помехоустойчивостью AM приемника. По мере роста девиации частоты мешающего ЧМ сигнала заметность помехи уменьшается, что обусловлено рассеянием энергии помехи и уменьшением поэтому доли энергии, попадающей в полосу AM сигнала, а также менее упорядоченным рисунком помехи на экране.

Дополнительные сведения по этой проблеме, а также по помехам сигналам звукового вещания можно найти в [14, 14, 24, 25] и в Отчете 634 МККР.

Определение допустимой величины помехи на основе субъективной экспертизы имеет характер приблизительной оценки, поскольку не полностью стандартизированы условия проведения эксперимента, в том числе сюжеты передаваемых при этом изображения и допустимая степень заметности помехи.

ОБ ОПРЕДЕЛЕНИИ НЕОБХОДИМОСТИ КООРДИНАЦИИ

Оценка по отношению сигнал-помеха применена также при определений - необходимости координации между системами спутниковой связи. «Регламент радиосвязи» определяет, что координация не требуется, если относительное приращение эквивалентной температуры шума спутниковой линии, вызванное мешаю­щим сигналом другой спутниковой линии, не превышает 4%. Таким образом, мощность мешающего сигнала просто сопоставляется с собственными тепловы­ми шумами линии связи, приведенными ко входу приемных устройств земной и космической станции. С целью дальнейшего упрощения и гарантированного обеспечения защиты от помехи рекомендуется при этом считать, что мешающий сигнал эквивалентен тепловому шуму со спектральной платностью мощности max, равной максимальной плотности, указанной в заявке для мешающей системы. Таким образом, расчетная мощность помехи рпmax (где — шумовая полоса ВЧ тракта приемника полезного сигнала) должна быть

(3.34)

откуда

(3.35)

где Тш — эквивалентная шумовая температура приемника полезного сигнала. Условию (3.34), деля обе части на мощность полезного сигнала Рс, придаем вид (3.36)

где Рш — мощность собственных тепловых шумов приемника полезного сиг­нала.

Обычно в стволах ССС для достижения необходимой пропускной способ­ности (Рс/Рш)ДБ=10дБ.

Из (336) получаем, что необходимое защитное отношение должно сос­тавить

(Pc /Pп. э)дб = 24…31дБ

В [26] показано, что выполнение условия (3.34) для систем ЧРК — ЧМ гарантирует соблюдение нормы на шумы в канале с большим запасом. Это обусловлено не столько выбором осторожного значения допустимой величины помехи 4%, сколько предположением о равномерной спектральной плотности мешающего сигнала, что приводит к тому, что расчетная Рп. э существенно пре­вышает Действительную мощность ЧМ помехи с существенно неравномерным, спектром.

ВОЗДЕЙСТВИЕ ПОМЕХИ В ОБЛАСТИ ПОРОГА ЧМ

Все предыдущее изложение относилось к случаю малых по отношению к сигналу помех на входе приемника. В этих условиях результат воздействия каждого мешающего сигнала на приемник ЧМ сигналов создает мощность помехи на выходе приемника, не зависящую от других мешающих сигналов и шу­мов; между мощностью помехи на входе приемника и мощностью шума в кана­ле на выходе при этом соблюдается пропорциональность. Однако следует иметь в виду, что при увеличении шумов и помех до некоторого значения эти свой­ства пропорциональности и аддитивности нарушаются, качество приема ЧМ сигналов резко ухудшается — наступает так называемый порог ЧМ.

Запишем сумму входного сигнала, помехи и флуктуационного шума:

(3.37)

Флуктуационный шум n(t), являющийся нормальным случайным процессом, представив как сумму двух компонент — синфазного с сигналом и ортого­нального:

(3.38)

а сигнал рди простоты считаем немодулирозанным (с=0). Тогда (3.37) при­мет вид

(3.39)

где

(3.40)

x(t) и у(t) — синфазная и ортогональная компоненты суммы помехи и шума;

и — модуль и фаза комплексной огибающей суммарного процесса.

Частотный детектор реагирует на производную фазы огибающей, т. е. на величину

(3.41)

Ранее, рассматривая случай малых помех, мы опускали x(t) и интересовались только ортогональной компонентой y(t). При приближении к порогу начинает влиять изменение синфазного компонента Umс+x(t), в особенности в моментs его уменьшения (когда x(t) направлено навстречу Umc). Подробный анализ этого явления можно найти, например, в [17]. Здесь укажем лишь, что наиболее удобным для расчетов подходом к анализу явления порога, отражающим к тому же физическую сущность процесса, является импульсная модель, разра­ботанная С. Райсом для воздействия шума и развитая в [17] для различных методов приема и для воздействия помех. Основная идея модели порога С. Раи­са заключается в том, что процесс на выходе ЧД рассматривается как состоящий из суммы двух (разделенных по времени) составляющих, одна из которых соответствует надпороговому режиму, а вторая обусловлена перескоками фазы суммарного процесса на ±2 (когда конец вектора огибает 0). В момент перескока фазы на выходе ЧД возникает мощный импульс помехи с широким спектром, ухудшающий отношение сигнал-шум; подсчет числа таких импульсов и составляет задачу расчета. Полученные в [17] результаты в аналитической форме здесь не приведены, но отражены кривыми на рис. 3.5, 3.6 (по оси абс­цисс на рис. 3:5 отложено , представляющее собой отношение мощности сиг­нала к суммарной мощности шума и помехи). Из рисунков видно, что действие помехи обусловлено не только ее мощностью, но и расстройкой относительно полезного сигнала ( — полоса пропускания приемника до входа детектора). Следует особо отметить, что при пороговая точка располага­ется левее, чем при действии только шума, если мощность его равна сумме мощностей шума и помехи. Это обусловлено меньшим пик - фактором суммы помехи и шума, чем собственно шума, а следовательно, меньшей вероятностью превышения суммарным процессом (помеха + шум) амплитуды сигнала (что является условием наступления перескока фазы на 2л). Разработаны и находят применение во многих ССС специальные частотные детекторы с повышенной помехоустойчивостью (следящие, см. [17]), которые имеют улучшенные пороговые свойства, как при воздействии флуктуационного шума, так и мешающих радиосигналов.