Введение (стр. 3 )

В таблице 2.3 приведены численные значения для оценок сверху памяти каналов ТЧ и ПГ, полученные на основании исполь­зования соотношения (2.5) с учетом допустимых норм на нерав­номерности частотных характеристик затухания и ГВЗ в соответствии с (2.3). Так, при скорости манипуляции VM = 2400 Бод в канале ТЧ при одном переприеме мвхсимвольной интерференции могут быть охвачены nL=LVM=10 последовательно пере­даваемых элементов сигнала, а в канале ПГ при VM = 36 кБод это число достигает величины nL=150, что связано с нали­чием в канале узкополосного ре;екторного фильтра.

2.2.4. Эквивалентные низкочастотные модели полосовых каналов

До сих пор мы не разделяли каналы с ограниченной полосой на низкочастотные и полосовые. Как правило, в реальных каналах энергия сигнала концентрируется в области частот, прилегающих к некоторой средней частоте fCp (рис.2.8), т. е* такие каналы являются полосовыми. Если fcp>F, то  спектральные компоненты К(f+fcp) и K(f-fcp) практически не перекрываются. ИПФ такого канала может быть представлена в виде

,  (2.6)

где черев H(t) обозначена комплексная огибающая ИПФ, равная

  (2.7)

Вместо изучения прохождения полосового сигнала через полосовой канал удобно. изучать прохождение комплексной огибающей этого сигнала через эквивалентный нинизко-частотный комплексный канал, определяемый формулой (2.7).на рис2,9 показана соответcтвующая модель канала, причем через X(t)=X(t)efвх(t)  обозначена комплексная огибающая входного сигнала x(t)=ReX(t)f(2?fсрt+fx(t)) , через N(t) - комлексная огибающая шума, а через Y(t) - комплексная огибающая сигнала на выходе канала. Частотные характеристики эквивалентного канала приведены на  рис.2.10. Они получаются путем смещения частотных характеристик полосового канала по оси частот влево на величину fср и последующим увеличением в два раза масштаба по оси ординат кривой АЧХ. Комплексный канал можно рассматривать как два параллельных канала с импульсными реакциями ,

Рис. 2.8 Частотные  характеристики  полосового  канала

рис.2.9. Модель эквивалентного низкочастотного комплексного канала

Рис.2.10.Частотные характеристики эквивалентного низкочастот­ного канала

Рис. 2.11 Схема выделения синфазной и ква­дратурной компо­нентов ИПФ канала

Последние могут быть выделены на импульсной реакции полосового канала h(t) с помощью схемы, представленной на рис. 2,11, если в качестве низкочастотных фильтров использовать фильтры приближающиеся к идеальным ФНЧ с полосой F. Эта же схема позволяет выделить синфазную и квадратурную ком­поненты полосового сигнала X(t) .

Если выражение для импульсной реакции полосового кана­ла запиоать' в форме

-,  (2.8)

то непосредственной проверкой легко убедиться, что модель полосового канала может быть построена с помощью использова­ния низкочастотных фильтров так, как показано на рис.2.12.

В этой модели применяются демодуляторы, включающие перемножителаи на cos2?fсрt и sin2?fсрt, низкочастотные фильтры с ИПФ Hc(t) и Ht(t) и модуляторы, на которые в качестве несущнх подаются колебания cos2?fсрt и sin2?fсрt. При выполнении условий четной симметрии АЧХ и нечетной симметрии ФЧХ полосового канала мгновенная фаза ?(t)=Q и мы имеем действительный эквивалентный канал у которого H(t)=H(t) .

Из приведенных рассуждений следует, что как изучение, так и моделирование эквивалентного низкочастотного комплексного канала. Этим следствием мы будем непосредственно пользоваться в дальнейшем. Хотя отдельные схемы решения получаемые с помощью полосовых систем, могут оказаться бо­лее простыми с реализационной точки зрения, в аналитических исследованиях удобнее оперировать с эквивалентным каналом.

Комплексная огибающая Z(t) сигнала на выходе поло­сового фильтра выражается с помощью операции свертки (кото­рую будем обозначать символом ? ) через комплексные оги­бающие входного сигнала и импульсной реакции фильтра и име­ет вид:

Z(t)=(1/2)[X(t) ?H(t)],        (2.9а)

а спектр комплексной огибающей определяется соотношением

Sz(jf) = (1/2)(Sx(jf)Kэ(jf)).

Тогда сигнал на выходе полосового фильтра можно записать как

Z(t) = ReZ(t)ej2?fсрt  ( 2.10)

Комплексный низкочастотный фильтр можно легко синтезировать при помощи фильтров с действительными параметрами. Если  произвести простые операции, то придем к структурной схеме, изображенной на рис.2.13.

Рис. 2.13. Структурная схема комплексного фильтра

    (2.11)

Модели каналов связи с переменными параметрами.

В реальных условиях некоторые параметры приходящих сигналов не известны при приеме и, в лучшем случае, известны только распределения вероятностей этих параметров. Иногда эти известные параметры могут быть определены с той или иной вероятностью путем анализа принимаемого сигнала и знание их может быть использовано при приеме последующих элементов сигнала. Часто это бывает невозможным, так как неизвестные параметры не остаются постоянными в процессе передачи, а довольно быстро изменяются, и знание предыдущих значений этих параметров практически бесполезно для приема последующей части сигнала. Даже в тех случаях, когда неизвестные параметры сигнала изменяются очень медленно, определить их путем анализа приходящего сигнала не всегда удается. Увеличение верности приема, достигаемое учетом этих параметров, не всегда окупает усложнение приемного устройства, необходимого для осуществления данного анализа. Во многих случаях более выгодно получить такое же повышение верности принимаемого сигнала путем увеличения мощности передаваемого сигнала.

в своей работе «Теория передачи дискретных сообщений» рассматривал случай, когда неизвестным параметром является начальная фаза гармонических составляющих сигнала. Неопределенность фазы может быть вызвана разными причинами. Достаточно часто в современной аппаратуре связи эта неопределенность вызывается условиями формирования сигнала в передающем устройстве. При этом нередко каждый элемент сигнала передается с совершенно произвольной начальной фазой.

Другой причиной неопределенности фазы приходящего сигнала являются колебания времени распространения сигнала в канале. Здесь   рассматривает случай, когда меняется в настолько малых пределах , что изменениями огибающей сигнала за время можно полностью пренебречь. В это же время фаза высокочастотного заполнения приходящего сигнала меняется в столь значительных пределах, что все значения сдвига фазы в пределах от до можно считать равновероятными. Для этого необходимо выполнять условие

,   (2.12)

где         — средняя частота спектра сигнала;

— условная полоса частот, занимаемая сигналом.

Очевидно, что условие (2.12) может быть выполнено лишь для относительно узкополосных сигналов, у которых , но именно такие сигналы обычно используются для радиосвязи и для дальней проводной связи.

показывает, что при условии (2.12) колебания времени распространения могут быть сведены к колебаниям фазы. Пусть передается сигнал

,   (2.13)

где

; .

Принимаемый сигнал в сумме с помехой равен

  (2.14)