Радиоэлектронные устройства (справочник) (стр. 14 )

Мостовой управляемый резистор. При включении полевого транзистора в мостовую схему реализуется линейное изменение про-вюдимости цепи от управляющего напряжения. Динамический диа­пазон изменения проводимости равен 20 при максимальном уровне нелинейных искажений менее 1 % (рис. 2.11).

Управляемый резистор. Для получения линейного участка изме­нения сопротивления полевого транзистора применяют ОС В схеме на рис. 2.12, а цепь ОС выполнена на резисторах R1 и R2.-C помо­щью этой связи реализуется линейная зависимость тока, протекаю­щего через транзистор, от напряжения на стоке. Графики представ­лены на рис. 2.12,6. Проводимость полевого транзистора меняется в зависимости от управляющего напряжения на затворе в соответст­вии с графиком на рис. 2.12, г. Для уменьшения тока, протекающего по цепи управления, в схеме на рис. 2.12, в применен ОУ: С помощью ОУ можно значительно уменьшить управляющие напряжения при том же диапазоне изменения проводимости полевого транзистора.

Рис. 2 10

Рис. 2.11

Рис. 2.12

Рис. 2.13

Управляемый делитель. В качестве переменного сопротивления в делителях напряжения можно применить полевой транзистор (рис. 2.13,а). Минимальное сопротивление транзистора определяется его крутизной Ro = lfS. Характер изменения сопротивления полевого транзистора изображен на рис. 2.13,6. На рис. 2.13, в показаны ха­рактеристики изменения сопротивления для различных транзисторов серии КП103 в зависимости от напряжения между затвором и исто­ком.

Если на управляющий вход подать переменный сигнал, а на вход — постоянный, то выходной переменный сигнал пропорционален постоянному сигналу.

3. АТТЕНЮАТОРЫ

Высокочастотный аттенюатор. Волновое сопротивление ат­тенюатора 75 Ом. Он - построен на резисторной матрице (рис. 2.14), которая имеет постоянное выходное сопротивление независимо от положения переключателя. Аттенюатор рассчитан на максимальное ослабление сигнала 50 дБ. Максимальное затухание можно увели­чить, подключая аналогичные звенья.

Рис. 2.14

Рис. 2.15

Комбинированный аттенюатор. Коэффициенты передачи аттенюа­торов определяются выражениями: для схемы (рис. 2.15, а) Uвыx/Uвx=RZ/(R1+RZ) (передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 1, 2, 3); для схемы (рис. 2.15,б) UВьиД/вх=R1/(R1 +R2), где

(передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 4, 5,6).

В зависимости от сопротивлений резисторов для коэффициента передачи можно получить любой закон изменения. Для случая, ког­да R2=R4 = 5 кОм и R1=Rз=10 кОм на графике рис. 2.15, в приведе­ны сплошные кривые, а для R2=Rч=0, R| = 1 кОм, Я3=40 кОм — пунктирная кривая.

Управляемый аттенюатор. Схема аттенюатора (рис. 2.16) по­строена на резисторном делителе напряжения, выходы которого под­ключены к аналоговому переключателю на МОП-транзисторах. Уп­равление интегральной микросхемой осуществляется сигналами на-пряжением минус 15 В. Амплитуда входного сигнала до 10 В. Атте­нюатор дискретно, с шагом 20 дБ, ослабляет сигнал на выходе. На рис. 2.16,6 приведены кривые - изменения фазового угла выходно го сигнала от частоты. Эти изменения связаны с влиянием проходных емкостей полевых транзисторов интегральной микросхемы. Макси­мальный вклад в изменение фазы выходного сигнала оказывают пер­вые два ключа. Кривая 1 характеризует выходной сигнал при ослаб­лении 20 дБ, кривая 2 — при ослаблении 40 дБ, кривая 5 — 60 дБ, кривая 4 — 80 дБ. Если делитель построить на резисторах с сопро­тивлениями R1 — R4=l,2 кОм; R5 — R8=10 кОм, то фазовый сдвиг будет значительно уменьшен. Кривая 5 характеризует выходной сиг­нал при ослаблении 60 дБ для второго варианта аттенюатора.

Рис. 2.16

Рис. 2.17

Управляемое линейное сопротивление. Сопротивление полевого транзистора линейно зависит от управляющего напряжения. Как видно из характеристики, существуют два линейных участка: при Uупр>1 В и UуПр<0,4 В. В первом случае сопротивление меняется от 18 до 37 кОм, а во втором — от 1 до 300 Ом. .Линейность изме­нения сопротивления обеспечивается идентичностью характеристик полевых транзисторов, которые находятся в интегральной микросхе­ме К504НТ4Б. Управление вторым полевым транзистором осущест­вляется посредством изменения режима работы первого транзистора, который включен в цепь ООС (рис. 2.17). ,

Управляемое сопротивление для переменного тока. Схема (рис. 2.18) позволяет получить изменение проводимости транзисто­ров на 100 дБ, при этом ток в управляющей цепи меняется от 0 до 1 мА. Управляющее напряжение включается таким образом, чтобы открыть транзисторы. Сопротивление n-р перехода при малых сме­щениях меняется в широких пределах. Входной сигнал проходит через четыре n-р перехода.

Рис. 2.18

Для германиевых транзисторов управляющий ток должен лежать в диапазоне от 10 мкА до 10 мА. Сопротивление меняется по форму­ле R=1,1/h21Э I, где h21Э — коэффициент передачи транзистора. У кремниевых транзисторов управляющий ток равен от 1 мкА до 1 мА, а сопротивление меняется по формуле R — 2,5/h21ЭI. Входное сопротивление при Iу=0 для германиевых транзисторов составляет 4,7 кОм, для кремниевых транзисторов — 2,3 кОм. При входном сиг­нале 50 мВ нелинейные искажения составляют менее 3,5 %. В схеме транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К10КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — интегральной микросхемой К124КТ1 (К162КТ1).

4. ЭКВИВАЛЕНТЫ КОНДЕНСАТОРОВ

Уменьшение емкости постоянного конденсатора. Включение конденсатора в цепь ОС активного элемента позволяет управлять эквивалентной емкостью с помощью резистора. Эквивалентная ем­кость конденсатора в схеме на рис. 2.19 зависит от потенциала, до которого он может зарядится при действии входного сигнала. При изменении напряжения, поступающего на вторую обкладку конденса­тора, появляется возможность менять эквивалентную емкость. Если на базы транзисторов VT2 и VT4 с резистора R подается половина напряжения, то эквивалентная емкость будет в два раза меньше ем­кости конденсатора. Подобным способом можно изменять емкость в 1000 раз. Для уменьшения габаритов устройства транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К101КТ1, а тран­зисторы VT3 и VT4 — К124КТ1 (К162КТ1).

Увеличение емкости постоянного конденсатора. Подключением конденсатора в цепь ООС усилителя можно изменить эквивалентную емкость конденсатора Сэкв=С (1 — K). Усилитель должен менять ко­эффициент усиления с переворотом фазы сигнала. Коэффициент уси­ления можно регулировать с помощью резистора R2 (рис. 2.20). Большое входное сопротивление усилителя сводит к минимуму токи утечки электронного конденсатора.

Переменный конденсатор на ОУ. Конденсатор постоянной емко­сти (на схеме рис. 2.21, о) превращается в переменный за счет изме­нения коэффициента усиления ОУ. Эквивалентная емкость его равна CЭКB=C(l + R2/R1), где R1 и R2 — части потенциометра R. Таким об­разом, эквивалентная емкость зависит от угла поворота движка по тенциометра. Грубое и плавное изменение коэффициента передачи, а следовательно и эквивалентной емкости возможно во второй схеме на рис. 2.21,6. Здесь CЭKВ = C[1+R2/R1+ R3/R4+R2R3/R1R4].

Рис. 2.19

Рис. 2.20 Рис. 2.21

5. ЭКВИВАЛЕНТЫ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ

Идеальный диод. Полупроводниковые диоды не пригодны для выпрямления малых сигналов. Это обусловлено тем, что для появления проводимости кремниевым диодам требуется напряжение прямого смещения около 0,7 В, а германиевым — около 0,3 В. Если диод включить на выходе ОУ, то пороговые напряжения диодов будут уменьшены в Kу. и раз, где Kу-u — коэффициент усиления ин­тегральной микросхемы. В результате этого диод начинает прово­дить при входных сигналах в несколько милливольт.

Первая схема на рис. 2.22 имеет коэффициент усиления, равный единице. Во второй схеме коэффициент усиления можно менять при изменении сопротивлений резисторов Kу. и = 1 + R2/R1.

Управляемый идеальный диод. Для настройки схемы на вход ОУ следует подать напряжение смещения ±304-50 мВ. Это смещение необходимо для выравнивания разбросов падения напряжения на диодах. В сбалансированной схеме при отрицательной полярности входного напряжения на выходе остается нуль. При входном напря­жении 10 В на выходе будет приблизительно 1 мВ. Для положитель­ного входного напряжения схема работает как диод в прямом на­правлении. Коэффициент усиления схемы равен Rd(Ri+R2). Выход­ной ток схемы определяется сопротивлением резистора R1. Для уве­личения выходного тока необходимо поставить два транзистора. Транзистор VT1 (рис. 2.23) разгружает интегральную микросхему от большого тока при отрицательной полярности входного сигнала. Положительная полярность входного сигнала проходит через тран­зистор VT2. Он же определяет выходной ток. В транзисторной схеме коэффициент усиления равен 0,99. Для уменьшения шумового сигна­ла на выходе параллельно диоду VD1 следует включить конденса­тор, уменьшающий граничную частоту работы схемы. Без конденса­тора граничная частота равна 200 кГц.