Радиоэлектронные устройства (справочник) (стр. 8 )

Риc. 1.143 Рис. 1.144 Рис. 1.145 Рис. 1.146 Рис. 1.147

Рис. 1.148 Рис. 1.149 Рис. 1 150

Рис. 1.151 Рис. 1.152 Рис. 1.153

Рис. 1.154 Рис. 1.155 Рис. 1.156

Рис. 1.157 Рис. 1.1.58 Рис. 1.159

Рис. 1.160 Рис. 1.161 Рис. 1.162

Рис. 1.163 Рис. 1.164 Рис. 1.165

Рис. 1.166

Усилитель (рис. 1.156) имеет коэффициент усиления 40 дБ при 1 МГц, а усилитель на рис, 1.157 имеет граничную частоту 0,5 МГц. Повторители напряжения изображены на рис. 1.158 и 1.159. Включе­ние диода в схему на рис. 1.159 уменьшает нелинейные искажения. Для дифференцирования входного сигнала с частотами, ниже 20 Гц служит схема (рис. 1.160). Для сигналов с частотами более 2 кГц эта схема работает как интегратор. В качестве интегратора приме­няется схема рис. 1.161. Постоянная времени равна t=RlCl. Микро­схема может применяться в качестве компаратора (рис. 1.162). Чув­ствительность составляет 1 мВ. Для входного сигнала 10 мВ время нарастания выходного сигнала равно 5 мкс. Балансировка усилителя может осуществляться по схеме на рис. 1.163. Схемы рис. 1.164 — 1.166 позволяют балансировать усилитель без изменения режима входной цепи. Входное сопротивление этой схемы равно Rвх= =RвнKо/(1+R2/R1).

Микросхема К153УД2. В отличие от усилителя К153УД1 эта ин­тегральная микросхема (рис. 1.167) имеет дифференциальный кас­кад, построенный на эмиттерйых повторителях (VT5 и VT6). Наг­рузкой повторителей служат транзисторы VT7 и VT8, через которые протекает постоянный ток. Генератором тока является транзистор V77. Напряжение на базе этого транзистора определяется источни­ком опорного напряжения на транзисторах VT3 и VT4 и поступает через повторитель на транзисторе VT2. Выходное напряжение пер­вого каскада снимается с коллектора транзистора VT11. Через пов­торитель на транзисторе VT13 сигнал подается на каскад с динами­ческой нагрузкой, транзисторы VT14 и VT15. Нагрузкой VT15 яв­ляется транзистор VT14. Далее сигнал проходит через составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT19 и VT21. Для защиты от короткого замыкания служит резистор R14 и транзистор VT20.

Коррекция интегральной микросхемы осуществляется включени­ем конденсатора С=30 пФ между выводами 1, 8. Откорректирован­ный этим конденсатором ОУ имеет частотную характеристику, изоб­раженную на рис. 1.168. Спектральные плотности шумового напря­жения и тока ОУ показаны, на рис. 1.169, 1.170. Зависимость, изображенная на рис. 1.169, получена при сопротивлении генератора Rг=0, а зависимость рис. 1.170 — при RГ=300 кОм.

Рис. 1.167 Рис. 1.168

Рис. 1.169 Рис. 1.170 Рис. 1.171

Рис. 1.172 Рис. 1.173 Рис. 1.174

Рис. 1.175 Рис. 1.176 Рис. 1.177 Рис. 1.178

Рис. 1.179 Рис. 1.180 Рис. 1.181 Рис. 1.182

Рис. 1.183

Зависимость напряжения смещения от напряжения питания при различных температурах приведена на рис. 1.171. Зависимость вход­ного тока и разности входных токов от напряжения питания при различных температурах показана на рис. 1.172, 1.173. На рис. 1.174 изображена зависимость коэффициента усиления интегральной мик­росхемы от сопротивления нагрузки.

Коррекцию ОУ можно осуществить тремя способами, включая коррекцию одним конденсатором, упомянутую выше. Однополюсная коррекция показана на рис. 1.175, прямая коррекция — на рис. 1.176, а двухполюсная — на рис. 1.177. Для однополюсной коррекции ем­кость конденсатора определяется из выражения C1>30R1/(R1+R2) пФ. Для двухполюсной коррекции емкость конденсатора С1 определяется аналогичным образом, что для однополюсной коррек­ции. Емкость конденсатора С2 определяется из выражения С2= 10 С1. Коррекция прямой связью требует С1 = 150 пФ, а емкость конденса­тора. С2 определяется выражением С2=1/2пR2fо, где f0=3 МГц. На рис. 1.178 представлены частотные характеристики для большого сиг­нала по трем способам коррекции: 1 — однополюсный, 2 — двухпо­люсный, 3 — коррекция прямой связью. Частотные характеристики интегральной микросхемы для трех способов компенсации без ОС приведены на рис. 1.179.

Балансировку выходного напряжения усилителя можно постро­ить способами, приведенными на рис. 1.180 и 1.181. При оптимизации усилителя по скорости переключения необходимо учитывать зависи­мость времени нарастания выходного напряжения от емкости коррек­тирующего конденсатора (рис. 1.182). При подаче на вход напряже­ния 30 мВ время нарастания выходного напряжения на 2 мВ меня­ется в зависимости от емкости и от коэффициента передачи цепи ООС в соответствии с графиком на рис. 1.183.

Микросхема К153УДЗ. Электрическая схема микросхемы К153УДЗ (рис. 1.184) незначительно отличается от схемы микросхе­мы К153УД1. Отличие заключается в предоконечном каскаде, где применен многоколлекторный транзистор. Это изменение позволило уменьшить напряжение смещения до 2 мВ. По этой же причине сред­ний температурный коэффициент изменения напряжения также уменьшается.

Частотная характеристика интегральной микросхемы с замкнутой обратной связью при различных корректирующих элементах показа­на на рис. 1.185. Номиналы корректирующих элементов показаны в табл. 1.4.

Для интегральной микросхемы с разомкнутой ОС частотные характе­ристики будут иметь вид, приведен­ный на рис. 1.186. Переключательные свойства микросхемы характеризу­ются зависимостью полной амплиту­ды выходного сигнала от частоты. Эта зависимость для различных кор­ректирующих элементов представле­на на рис. 1.187.

Для стабилизации режима рабо­ты интегральной микросхемы при из­менении температуры необходимо учитывать зависимость коэффициента усиления, входного тока и разности входных токов от температуры. Эти зависимости представ­лены на рис. 1.188 — 1.190.

Таблица 1.4

Номер кривой	R1, кОм	с1, пФ	С2. пФ
1	0	10	3
2	1,5	ио.	3
3	1,5	510	20
4	1,5	5100	200