Радиоэлектронные устройства (справочник) (стр. 61 )

Рис. 15.27

Рис. 15.28

Преобразователь с диодной регулировкой усиления. Коэффици­ент усиления схемы (рис. 15.29, а) зависит от прямого сопротивле­ния диода VD1, которое нелинейно меняется от приложенного на­пряжения. На рис. 15.29, б приведено семейство передаточных ха­рактеристик схемы в зависимости от сопротивления резистора R5. Меняя сопротивление резистора R5, можно получить передаточные характеристики разнообразной форма. Возможности этой схемы расширятся, если применить два и более последовательно включен­ных диодов. Характеристика схемы с двумя дирдами также приве­дена на рис. 15 28, б.

Нелинейный преобразователь на ОУ. В преобразователе (рис. 15.30) используется принцип изменения коэффициента уси­ления ОУ DA1 в зависимости от амплитуды входного сигнала. Ко-эффициент усиления меняется с изменением эквивалентного сопро­тивления в т. 5 K=2R3/R4. Сопротивление резистора R4 меняется за счет подключения резисторов R5 — R8. Эти резисторы включают­ся после того, как сигнал в т. 5 превысит пороговые уровни в т. 1 — 4. Эти уровни можно выбирать любыми в зависимости от формы передаточной функции схемы. Для квадратичной передаточной функции в т. 1 — 4 можно принять пороги 0,1; 0,2; 0,3; 0,4 В. Ког­да входной сигнал превысит уровень 0,1 В, параллельно резисто­ру R4 подключится резистор R5. Коэффициент усиления DAI уве­личится. При превышении входным сигналом уровня 0,2 В допол­нительно подключится и резистор R6. Таким - способом можно смоделировать любую возрастающую передаточную функцию. Чис­ло пороговых ОУ можно выбрать сколь угодно большим и с лю­бой дискретностью пороговых уровней.

Рис. 15.29

Рис. 15.30

Рис. 15.31

Преобразователь формы сигнала. Устройство (рис. 15.31, а) преобразует сигнал треугольной формы в синосоидальную. В каче­стве преобразователя используется переменное сопротивление поле­вого транзистора. При малых напряжениях на входе ОУ коэффици; ент передачи K=R4/Rпт при Rпт — lfs, т. е. JK — SRt, где Ra т и S — сопротивление и крутизна полевого транзистора при напряжении на затворе, близком к нулю. С увеличением входного напряжения со­противление полевого транзистора увеличивается. Коэффициент передачи ОУ уменьшается. В результате на выходе появляется сиг­нал не с острой вершиной, а с гладкой. Степень приближения плав­ного выходного сигнала к гармоническому виду зависит от нели­нейности напряжения на затворе, а также от сопротивления рези­стора R1. Сопротивление резистора R4, при котором на выходе по­лучается гармонический сигнал, зависит от крутизны полевого транзистора. Оптимальный режим достигается при сопротивлении ре­зистора около 200 Ом. При увеличении сопротивления резистора R4 передаточная характеристика станет выпуклее. При уменьшении сопротивления резистора характеристика будет более пологой (рис. 15.31,6).

5. ФАЗОСДВИТАЮЩИЕ СХЕМЫ

Фазовое звено. Фазосдвигающее звено (рис. 15.32, а) рабо­тает в диапазоне частот от 0 до 20 кГц. Звено имеет пере­даточную функцию UВых/Uвх=(1 — jwR3C1)/(l+ jwR3C1). ф= = 1/2 arctgR3C1. а звено (рис. 15.32, б) — передаточную фазовую функцию tgф== — 2wR3C1/l — w2(R3C1)2. Коэффициент усиления на всех частотах равен единице. Фаза выходного сигнала зависит от частоты. Если соединить последовательно три таких звена, то об­щее усиление не меняется, а фазовый сдвиг меняется в пределах от 0 до 540°. В первом звене происходит отставание выходного сигнала относительно входного, а для второго звена выходной сиг­нал опережает входной. Зависимости фазового угла от емкости фа-зосдвигающего конденсатора приведены на рис. 15.32, в.

Транзисторное фазовое звено. Фазосдвигающая цепочка (рис. 15.33, о) построена на основе интегратора, выполненного на транзисторе. Постоянная времени цепочки определяется элемента­ми R1, R2, R3, С2 и коэффициентом усиления схемы. Усиление оп­ределяется отношением сопротивлений резисторов K=R4/R5. Фазо­вая характеристика проиллюстрирована на графике рис. 15.33, б.

Фазовращатель на 130°. Фазовращатель (рис. 1534, о) по­зволяет изменять фазу входного сигнала в пределах от 0 до 180° при неизменной амплитуде выходного сигнала. Изменение фазы сигнала осуществляется на элементах R7, СЗ и R8, С4. Цепь R7, СЗ обеспечивает отставание по фазе от 0 до 90°, а цепь R8, С4 — опе­режение от 0 до 90°. При R7=R8=R и СЗ=С4 = С фаза выходного сигнала определяется выражением ф=arctg[2wRC/(l — w2R2С2) ].

Рис. 15.32

Рис. 15.33

Эмиттерные повторители имеют большое входное сопротивление, в результате исключается шунтирование конденсаторов СЗ и С4 при малых сопротивлениях резисторов R7 и R8. На рис. 15 34, б приведена зависимость угла поворота от сопротивления R7=R8.

6. ИНТЕГРАТОРЫ, ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ

Простой интегратор. В цепь ООС ОУ (рис. 15.35, а) включен конденсатор. Постоянная времени интегратора зависит от номиналов R1 и С1 и коэффициента усиления ОУ. Указанные на схеме номиналы реализуют верхнюю частоту полосы пропускания АЧХ 35 Гц. Рабочий диапазон интегратора начинается с частоты выше 40 Гц. На рис. 15.35, б представлена АЧХ интегратора.

Рис. 15.34

Составной интегратор. Фильтр нижних частот (рис. 15.36, .а) по своим характеристикам близок к интегратору с граничной часто­той 200 Гц. В схеме осуществляется комбинированная фильтрация высокочастотных составляющих входного сигнала. Первая ступень состоит из цепочки R1, С1, а вторая — из R3, С2. На рис. 15.36, б, приведена АЧХ интегратора.

Рис. 15.35

Фильтровый интегратор. В качестве Интегратора (рис. 15.37, а) применяется Т-образный ФНЧ с полосой пропускания 30 Гц. Ам­плитудно-частотная характеристика интегратора приведена на рис. 15.37, б.

Регулируемый интегратор. Интегратор (рис. 1538, а) построен с таким расчетом, чтобы можно было менять полосу пропускания с по­мощью потенциометра в цепи ООС. Можно принять резисторы R2 и R3 как части одного потенциометра. При изменении резисторов меня­ется коэффициент усиления: для кривой 1 R2=100 кОм, R3= = 10 кОм, Дf=14 кГц; для кривой 2 R2=100 кОм, R3=100 кОм, Дf = 8 кГц; для кривой 3 R2=10 кОм, R3=10 кОм, Af = 2,5 кГц. Соответствующие примерам АЧХ приведены на графике рис. 15.38,6.

Интегратор на ОУ. Интегратор (рис. 15.39, а) построен таким образом, что накопительный конденсатор подключен одним выводом к общей шине. Это позволяет сбрасывать накопленную энергию на конденсаторе. Интегратор может работать в дискретном режиме. Верхняя частота полосы пропускания АЧХ 130 Гц. Коэффициент усиления в полосе пропускания составляет 200. Амплитуда входно­го сигнала 3 мВ. На рис. 15 39, б приведенд АЧХ интегратора.

Транзисторный интегратор. Интегратор на транзисторах (рис. 15.40, а) имеет большой динамический диапазон. Этот диапа­зон можно увеличить изменением питающих напряжений. С по­мощью подбора сопротивления резистора R2 можно менять постоянную времени интегратора. В указанных на рисунке графиках наблюдается прямая зависимость между параметрами интегратора-для R2=10 кОм Дf=1,5 кГц, а для R2=25 кОм Дf=600 Гц (рис. 15.40, б).

Рмс. 15.36

Рис. 15.37 Рис. 15.38

Рис. 15.39

Рис. 15.40

Рис. 15.41

Сбрасываемый интегратор. Сброс интегратора (рис. 1541, а) осуществляется при поступлении на управляющий вход положитель­ного импульса. Первый транзистор работает в нормальном режиме. При напряжении на интегрирующем конденсаторе больше 0,7 В транзистор VII обладает достаточным коэффициентом пере­дачи тока и шунтирует значительный ток. При напряжении на кон­денсаторе меньше 0,7 В коэффициент передачи транзистора падает. Для уменьшения остаточного напряжения на конденсаторе исполь зуется инверсное включение транзистора VT2. В этом случае непо­добранные транзисторы дают около 20 мВ. На рис. 1541, б при­ведена зависимость остаточного напряжения от управляющего

Рис. 15.42

Интегратор на ОУ со сбросом на транзисторах. Интегратор (рис. 15 42, а, б) построен на ОУ, в цепь ООС которого включен конденсатор. Для разряда конденсатора в схему введены два тран­зистора, которые находятся в закрытом состоянии. С приходом уп­равляющего напряжения положительной полярности один из тран­зисторов открывается. При любой полярности выходного сигнала ОУ транзисторп работают в нормальном режиме. Через этот тран­зистор протекает основной ток разряда конденсатора. Инверсное включение транзистора уменьшает остаточное напряжение на кон­денсаторе. Зависимость остаточного напряжения от управляющего сигнала показана на рис. 15 42, в. Время разряда конденсатора с б В до 10 мВ составляет меньше 1 икс.