Радиоэлектронные устройства (справочник) (стр. 26 )

Рис. 4.92

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К122УС2Б. Схема УПЧ (рис. 4.92) содержит два резонансных каскада усиления, детектор и УПТ цепи АРУ. Чувствительность схемы 10 мкВ. Напря­жение шума, приведенное ко входу, 1 мкВ. Полоса пропускания 15 кГц. Схема АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала на 6 дБ при изменении входного сигнала на 46 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Усилитель по­строен на ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.93), в цепь ООС которого включен контур. Часть выходного сигнала с делителя R2, R3 по­дается на неинвертирующий вход ОУ. На резонансной частоте кон­тура без ПОС усиление каскада будет определяться выражением Kу u = wL/R1 — l/wCR1. При введении ПОС усиление каскада увели­чивается, а полоса пропускания усилителя сужается, т. е. увеличива­ется эквивалентная добротность контура. Усилитель имеет низкое полное выходное сопротивление, что упрощает согласование его с последующими устройствами. Верхняя граничная частота использо­вания схемы определяется частотными свойствами ОУ.

Логарифмический усилитель. Усилитель (рис. 4.94) состоит из транзистора VT1, колебательного контура, настроенного на частоту 100 кГц, схемы детектирования, включающей конденсаторы С2, СЗ, диоды VD2, VD3 и УПТ на транзисторе VT2. Последний управляет базовым током транзистора VT1, что приводит к изменению коэффициента усиления каскада. При увеличении амплитуды входного сигнала, когда напряжение на конденсаторе СЗ оказывается доста­точным для открывания транзистора VT2, напряжение на его кол­лекторе будет уменьшаться, что приведет к уменьшению коэффици­ента передачи транзистора VT1. В результате амплитудная харак­теристика близка к логарифмической. Максимальный коэффициент усиления схемы около 100.

Рис. 4.93 Рис. 4.94

16. УСИЛИТЕЛИ С АРУ

Усилитель с гистерезисной характеристикой. В основу этой схемы (рис. 4.95) положена схема логарифмического усилителя. От­личительной особенностью схемы является дополнительный каскад на VT3, осуществляющий ПОС по постоянному току.

При отсутствии входного сигнала базовый ток транзистора VT1 определяется резисторами Rl, R6 и напряжением питания. Коэффи­циент усиления каскада около 10. Когда амплитуда входного сиг­нала достигнет 20 мВ, на выходе детектора появится постоянное напряжение, открывающее транзистор VT2. Уменьшение напряже­ния на коллекторе этого транзистора откроет транзистор VT3. В его коллекторной цепи появится постоянное напряжение, которое смес­тит рабочую точку транзистора VT1 в область с большим усилени­ем. В результате амплитуда переменного сигнала в коллекторе тран­зистора VT1 увеличится. Это в свою очередь приведет к дальнейше­му увеличению усиления транзистора VT1. Коэффициент усиления схемы увеличится до 400. Транзистор VT3 полностью откроется. При уменьшении амплитуды входного сигнала в режиме максималь­ного усиления схема вернется в исходное состояние. Переход про­изойдет при амплитуде 8 мВ.

Составной каскад. Резонансный усилитель, схема которого пред­ставлена на рис. 4.96, а, настроен на частоту 465 кГц. Полоса про­пускания контура 2,5 кГц. Коэффициент усиления на резонансной частоте определяется Kу. и = 1 + (RoefRa) = 100, где Roe — резонансное сопротивление контура. Коэффициент усиления практически не зави­сит от сопротивления нагрузки при Rн>5 кОм (рис. 4.96,6). В уси­лителе предусмотрено управление коэффициентом передачи при изме­нении смещения транзистора VT1. Зависимость коэффициента усиле­ния от управляющего напряжения представлена на рис. 4.96, в. При включении последовательно двух каскадов необходимо введение рези­стора сопротивлением R=l кОм между этими каскадами.

Рис. 4.95

Рис. 4.96

Усилитель с управляемым коэффициентом усиления. Усилитель (рнс. 4.97, а) содержит два одинаковых резонансных каскада на составных транзисторах VT2, VT3 и VT5, VT6. На входе каждого каскада включен управляемый Т-образный аттенюатор, в качестве горизонтального плеча которого использованы полевые транзисторы VTI и VT4. Зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения представлена на графике (рис. 4.97,6). Общий диапа­зон регулировки около 80 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Двухкаскад-ный усилитель (рис. 4.98, а) предназначен для работы на частоте 465 кГц и содержит два резонансных каскада на составных транзи­сторах VTI, VT2 и VT4, VT6. Регулировка полосы пропускания осу­ществляется подключением сопротивления полевого транзистора па­раллельно контуру. В первом каскаде роль регулирующего элемелта выполняет транзистор VT3, а во втором — VT6. Начальная полоса пропускания каждого контура составляет около 2 кГц. Зависимость общей полосы пропускания от управляющего напряжения представ­лена на графике (рис. 4.98,6).

Два усилителя на микросхемах. В основу схем усилителей (рис. 4.99) положена интегральная микросхема К122УД1, содержа­щая усилительный дифференциальный каскад на биполярных тран­зисторах, режим которых по току задан генератором стабильного тока на биполярном транзисторе. Схемы представляют собой одно каскадный резонансный усилитель с подачей входного сигнала (рис. 4.99, а) на базу транзистора дифференциальной пары и на базу токозадающего транзистора (рис. 4.99,6). В обеих схемах уп­равляющее напряжение подается на базу второго транзистора диф­ференциальной пары. За счет перераспределения токов транзисторов дифференциальной пары в зависимости от UуПр получено изменение коэффициента усиления каскада. Ввиду использования различных выводов микросхемы для подачи входного сигнала получены раз­ные зависимости Kу. и от Uynp, что проиллюстрировано на графиках. Частота настройки усилителей 100 кГц. Начальный коэффициент усиления (при Uупр = 0) равен примерно 20.

Рис. 4.97

Рис. 4.98

Рис. 4.99

Рис. 4.100

Регулируемый усилитель с ОБ. Резонансный усилитель на ча­стоту 465 кГц (рис. 4.100, а) собран на транзисторе VT2, который работает в схеме с ОБ. В его эмиттерной цепи включен полевой транзистор, выполняющий функции переменного сопротивления. Управляющее напряжение положительной полярности подается на затвор транзистора VT1 через резистор R2. Зависимость Kу. и уси­лителя от Uупр представлена на графике (рис. 4.100,6). Амплитуда входного сигнала не должна превышать 10 мВ.

Глава 5

ФИЛЬТРЫ

В современной схемотехнике для селективной обработки сигналов широкое распространение нашли активные RС-фнльтры. Существует четыре типа фильтров: фильтры нижних и верхних ча­стот, полосовые и заграждающие (режекторные) фильтры. Фильтры нижних частот (ФНЧ) пропускают сигналы от постоянного тока до определенной частоты среза. Фильтры верхних частот (ФВЧ) про­пускают сигналы от определенной частоты среза до «бесконечно­сти». Верхняя частота этих фильтров определяется предельной ча­стотой работы активных элементов и паразитными емкостями. По­лосовые фильтры (ПФ) пропускают сигналы только в определен­ной полосе частот. Режекторные фильтры (РФ) предназначены для подавления сигнала в определенной полосе частот при приеме ши­рокополосных сигналов.

Задача построения частотно-избирательных схем с высокой доб­ротностью на ЯС-элементах при обеспечении малой чувствительно­сти к изменению параметров рассматривалась многими авторами. Различные способы повышения добротности с применением актив­ных цепей, рассмотренные в литературе, позволяют достичь неогра­ниченного значения добротности, однако чувствительность к изме­нению параметров схемы становится существенной. Подобные схемы обладают малым запасом устойчивости. При разработке фильтров необходимо большое внимание уделять выбору номиналов элемен­тов фазосдвигающих цепей. Не рекомендуется применять конденса­торы с емкостями меньше 200 пФ. В этом случае на паразитные емкости можно не обращать внимание. Для фильтров на инфраниз-ких частотах следует применять конденсаторы с малым ТКЕ.

Промышленностью освоен выпуск интегральных микросхем се­рии К214, которые предназначены для фильтрации низкочастотных сигналов. Фильтр верхних частот К214ФВ1 имеет частоту среза 200 Гц, а в диапазоне частот от 20 Гц до 120 Гц ослабляет сигнал более чем на 41 дБ. Фильтр нижних частот К214ФН1 имеет частоту среза 560 Гц и ослабляет сигнал на 31 дБ для частот выше 800 Гц а сигналы с частотами выше 1150 Гц ослабляются на 81 дБ Ко­эффициент усиления этих микросхем в полосе пропускания нахо­дится в пределах 0,9 — 1,0. Входной сигнал может достигать 2 В Напряжение шума, приведенное ко входу, менее 200 мкВ Сопро­тивление нагрузки должно быть не менее 30 кОм. Серийно выпу­скаемые интегральные микросхемы фильтров имеют ограниченную номенклатуру и не всегда доступны. В то же время для решения различных задач по селекции при создании нестандартной аппара­туры применяют фильтры с большим разнообразием форм АЧХ Для разработки новых фильтров требуется, как правило лишь ме­тодика расчета фазосдвигающих цепей и принцип включения актив­ного элемента. Схемы включения ОУ, которые применяются в фильтрах, показаны в гл. 1.

1. ФИЛЬТРЫ С ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ ДО 1 кГц

Пассивные RC-фильтры. Пассивные фильтры низких ча­стот строятся на RС-элементах. Частота среза одиночного фильтра определяется выражением fср = 160/RС, где fср — в килогерцах, R — в омах, С — в микрофарадах. Для увеличения крутизны спада АЧХ используется последовательное соединение нескольких RС-фильтров. В такой схеме звенья имеют равные постоянные вре­мени, однако номиналы R и С могут отличаться. Применяется в основном принцип увеличения номинала сопротивления. Схемы пас­сивных ФНЧ на RС-элементах и их АЧХ приведены на рис 5 1